浙江大学
硕士学位论文
毫米波天线阵列及单元研究
姓名：吴慧娴
申请学位级别：硕士
专业：物理电子学
指导教师：吴锡东
2013-03-08
浙江大学硕士学位论文摘要
摘要
本文旨在研究毫米波天线阵列及其单元的圆极化特性，并给出两种不同类型
天线的设计实例，分别为平面天线和介质谐振天线。本文首先提出平面辐射槽天线结构圆极化设计方案，并完成了实物验证，随后对介质谐振天线圆极化阵列的实现方式进行
讨论研究。主要工作有：
Ｉ．设计了两种不同形状的毫米波平面辐射槽天线：直边槽平面天线和转角槽
平面天线，两种天线均包含了按特定方式排列的四个槽天线单元，直边槽天线的辐射槽为长条矩形，转角槽天线的辐射槽为Ｌ型，设计通过在槽天线外围的介质中垂直放置接地柱短路连接槽天线所在金属贴片和金属地板以截断表面波传输。本文设计的天线具有有效抑制表面波和天线尺寸小的特点。本文通过对这两种平面天线单元圆极化特性的讨论以及参数优化，对比仿真结果之后选择直边槽平面天线加工和测试。同时将直边槽平面天线组成４×４的矩形阵列，仿真优化并加工测试，实现圆极化相控阵列。
２．在介质谐振天线的设计中，本文在讨论ＤＲＡ单元线极化和圆极化特性的
基础上，给出两种不同的圆极化组阵方式：一是由４个线极化天线单元组成２×２的子阵列，不同方向交错馈电，使得子阵列实现圆极化，再以子阵列为阵元组阵；二是设计圆极化天线单元，以此为阵元实现圆极化阵列。通过对两个方案组成８ｘ８的矩形方阵进行仿真分析，分别讨论研究其各自工作特点与优劣。关键字：毫米波，平面天线，接地柱，介质谐振天线，天线阵列，圆极化
浙江大学硕士学位论文Ａｂｓｔｒａｃｔ
Ａｂｓｔｒａｃｔ
Ｔｈｅｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ
ｓｏｆｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒｗａｖｅａｎｔｅｎｎａａｒｒａｙａｎｄｉｔｓ
ｕｎｉｔｉｓｓｔｕｄｉｅｄｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒｂｙｐｒｏｐｏｓｉｎｇｔｗｏｄｉｆｆｅｒｅｎｔａｎｔｅｎｎａｄｅｓｉｇｎｓｃｈｅｍｅｓ．Ｉｎｔｈｅｆｉｒｓｔｐａｒｔ，ｔｈｅｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｄｅｓｉｇｎｓｃｈｅｍｅｏｆｐｌａｎａｒｓｌｏｔａｎｔｅｎｎａｓｔｒｕｃｔｕｒｅｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄａｎｄｖａｌｉｄａｔｅｄｂｙｐｈｙｓｉｃａｌｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎ；ｔｈｅｎ，ｔｈｅｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｏｆｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃｒｅｓｏｎａｔｏｒａｎｔｅｎｎａａｒｒａｙｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎａｒｅｄｉｓｃｕｓｓｅｄ．Ｔｈｅｍａｉｎｒｅｓｅａｒｃｈｗｏｒｋａｒｅｌｉｓｔｅｄａｓｆｏｌｌｏｗ：
１．Ｔｗｏｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒｗａｖｅｐｌａｎａｒｓｌｏｔａｎｔｅｎｎａｓｏｆｄｉｆｆｅｒｅｎｔｓｈａｐｅｓａｒｅｄｅｓｉｇｎｅｄ：
ｓｔｒａｉｇｈｔｇｒｏｏｖｅｐｌａｎａｒａｎｔｅｎｎａａｎｄｃｏｍｅｒｇｒｏｏｖｅｐｌａｎａｒ
ａｎｔｅｎｎａ．Ｔｈｅｓｅｔｗｏｇｒｏｕｐｓｏｆｐｌａｎａｒｓｌｏｔａｎｔｅｎｎａｉｎｃｌｕｄｅｓｆｏｕｒｓｌｏｔａｎｔｅｎｎａｕｎｉｔｓａｒｒａｙｅｄｉｎａｐａｒｔｉｃｕｌａｒｗａｙ，
ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒｆｏｒｒａｄｉａｔｉｏｎｔａｎｋｏｆｓｔｒａｉｇｈｔ
－ｓｉｄｅｄｓｌｏｔａｎｔｅｎｎａ，ａｎｄＬ－ｓｈａｐｅｄ
ｆｏｒｒａｄｉａｔｉｏｎｔａｎｋｃｏｍｅｒｓｌｏｔａｎｔｅｎｎａ；Ｉｎｏｒｄｅｒｔｏｅｌｉｍｉｎａｔｅｔｈｅｓｕｒｆａｃｅｗａｖｅｅｘｉｓｔｉｎｇｉｎｐｌａｎａｒ
ａｎｔｅｎｎａ，ｉｍｐｒｏｖｉｎｇｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅａｎｔｅｎｎａ，ｆｏｕｒｓｅｔｓｏｆｇｒｏｕｎｄｉｎｇｐｏｌｅ
ａｒｅｐｌａｃｅｄｖｅｒｔｉｃａｌｌｙｉｎｔｈｅｍｅｄｉｕｍａｒｏｕｎｄｆｏｕｒｓｌｏｔａｎｔｅｎｎａｓ，ｗｉｔｈｓｈｏｒｔ。ｃｉｒｃｕｉｔｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎｔｏｓｌｏｔａｎｔｅｎｎａｉｎｍｅｔａｌｓｔｒｉｐｓａｎｄｍｅｔａｌｇｒｏｕｎｄｉｎｇｐｌａｔｅｔＯｉｎｔｅｒｃｅｐｔｓｕｒｆａｃｅｗａｖｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ．Ｃｏｍｐａｒｅｄｔｏｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｐｌａｎａｒａｎｔｅｎｎａ，ｔｈｅａｎｔｅｎｎａ
ｄｅｓｉｇｎｅｄｉｎｔｈｉｓｉｓｓｕｅｃａｎｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙｓｕｐｐｒｅｓｓｔｈｅｓｕｒｆａｃｅｗａｖｅ，ａｎｄｈａｓ
ａｓｍａｌｌｓｉｚｅ，ａｎｄｗｈｅｎｔｈｅｅｌｅｍｅｎｔｓｄｉｓｔａｎｃｅ
ｏｆｔｈｅａｎｔｅｎｎａａｒｒａｙｉｓｂｅｌｏｗｈａｌｆｏｆｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ．Ｂａｓｅｄｏｎｄｉｓｃｕｓｓｉｏｎａｎｄｐａｒａｍｅｔｅｒｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｓｅｔｗｏｋｉｎｄｓｏｆｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆｐｌａ
ｎａｒａｎｔｅｎｎａｕｎｉｔｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ，ａｎｄｔｈｅｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｂｅｔｗｅｅｎｔｈｅｓｉｍｕｌｍｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓ，ｔｈｅｓｔｒａｉｇｈｔｇｒｏｏｖｅｐｌａｎａｒａｎｔｅｎｎａ
ｉｓｃｈｏｓｅｎｆｏｒｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇａｎｄｔｅｓｔｉｎｇ．Ａｎｄｔｈｅｓｔｒａｉｇｈｔｓｌｏｔｐｌａｎａｒａｎｔｅｎｎａａｒｅａｒｒａｙｅｄｉｎｔｏ４ｘ４ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒａｒｒａｙ，ｆｏｒｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ
ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ，ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇａｎｄｔｅｓｔｉｎｇ．Ｕｌｔｉｍａｔｅｌｙ
ａｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｉｓｒｅａｌｉｚｅｄ，ａｎｄｔｈｅａｎｔｅｎｎａｃａｎｂｅｕｓｅｄｆｏｒｐｈａｓｅｄａｒｒａｙａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ
ａｓｗｅｌｌ．２．Ｉｎｔｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃｒｅｓｏｎａｔｏｒ
ａｎｔｅｎｎａ，ｔｗｏｄｉｆｆｅｒｅｎｔｍｅｔｈｏｄｓｏｆｒｅａｌｉｚｉｎｇｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎａｒｒａｙａｒｅｐｒｏｐｏｓｅｄ：ｆｏｕｒｌｉｎｅｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎａｎｔｅｎｎａｕｎｉｔｓｆｏｒｍｓａ
２ｘ２ｓｕｂａｒｒａｙｗｉｔｈｃｒｏｓｓ－ｆｅｅｄｉｎｇ，ｒｅａｌｉｚｉｎｇｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｏｆｓｕｂａｒｒａｙ，ｗｈｉｃｈｉｓ
ｕｓｅｄａｓｅｌｅｍｅｎｔｓｆｏｒａｒｒａｙｉｎｇ；ａｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎａｎｔｅｎｎａｕｎｉｔｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄ，ｗｈｉｃｈｉｓ
浙江大学硕士学位论文
Ａｂｓｔｒａｃｔｕｓｅｄ
ａｓｅｌｅｍｅｎｔｓｆｏｒａｒｒａｙｉｎｇ．Ｂｙｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎａｌｙｓｉｓｗｉｔｈｍｉｘｉｎｇｔｈｅｓｅｔｗｏｓｏｌｕｔｉｏｎｓｉｎｔｏａ８ｘ８ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ
ｍａｔｒｉｘ，ｔｈｅｉｒｏｐｅｒａｔｉｏｎｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ，ａｄｖａｎｔａｇｅｓａｎｄｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓａｒｅｄｉｓｃｕｓｓｅｄｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒＷａｖｅ，ＰｌａｎａｒＡｎｔｅｎｎａｓ，ｖｉａ，ＤＲＡ，ＡｎｔｅｎｎａＡｒｒａｙｓ，ＣｉｒｃｕｌａｒＰｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ
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致谢
白驹过隙，转眼即将硕士毕业，最难忘，七载求是情。在浙江大学所经历的生活，学
到的知识，结交的师友，将是我未来最美的回忆与最大的财富。
到来时，满怀欣喜；离开时，尽是感恩。
首先，要诚挚地感谢我的导师吴锡东老师。本论文的所有工作都是在吴老师悉心指导下完成的。吴老师严谨的学术作风，对工作的认真态度，都对我的学习工作产生了巨大的影响。他渊博的知识与丰富的工程经验，在项目实践中给了我极大的帮助。同时，吴老师也培养了我撰写报告时的逻辑思维与演讲的技巧，这为以后的工作汇报打下了良好的基础。另外，吴老师儒雅的兴趣爱好、健康的生活习惯也潜移默化地影响着我。
感谢毫米波实验室的周金芳老师，她热情、细心，对大家都关爱有加，关心我们学习、工作和生活的每个方面。
感谢师姐李韵，本论文的部分工作是在她的研究基础上进行深入探讨的。感谢师兄李波、华昌洲、杨楠、朱道虹，在我遇到疑难的时候总是热心解答，不厌其烦。感谢师弟妹陆晓斌、刘维、徐飞在项目中给予我的协助，感谢同学王中元、聂与斐，师妹卢翠翠，有了大家，实验室才会有家的感觉。
感谢党委副书记楼建悦老师、辅导员赵蕾蕾老师等信电系办公室的老师们，谢谢你们给予我生活上的关心与学生工作上的鼓励与帮助，让我的领导力得到了很大的锻炼。
特别地，感谢我的家人，你们是我坚强的后盾，也是我休整的港湾，更是我奋发前行的动力。同样，感谢我的男友，默默的支持着我，为我排忧解难。
怀揣感激，心念社稷，我定会不断努力，不辜负老师亲友的期待，不辜负母校的培养。
吴慧娴２０１３年１月２０日于玉泉
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图表目录
图２．１单辐射槽天线结构示意图……………………………………………………………．８图２．２平面直边槽天线辐射方向图…………………………………………………………９图２．３两个辐射槽组成的天线……………………………………………………………．．１０图２．４微带耦合缝隙馈电天线结构示意图………………………………………………．．１２图２．５表面波的产生与消除………………………………………………………………．．１４图２．６接地柱间距对阻隔性能的影响……………………………………………………一１ｓ图２．７ＤＲＡ天线部分模型…………………………………………………………………．１６图２．８波的极化……………………………………………………………………………一１７图３．１直边槽天线平面结构图………………………………………………………………２２图３．２有无接地柱对直边槽天线方向图的影响……………………………………………２３图３．３缝隙耦合馈电直边槽天线场分布图…………………………………………………２４图３．４实现圆极化频率特性及其正交分量特性…………………………………………．．２４图３．ｓ辐射槽长度ｆ与Ｗ宽度对平面直边槽天线性能影响……………………………一２５图３．６耦合缝隙尺寸对平面直边槽天线性能影响………………………………………～２６图３．７平面直边槽圆极化天线单元设计幅度与
相位差设计结果………………………．．２７图３．８平面直边槽圆极化天线单元回波损耗与轴比带宽………………………………．．２８图３．９平面直边槽圆极化天线单元辐射方向图…………………………………………～２８图３．１０转危槽天线平面结构示意图以及场分布图………………………………………２９图３．１１平面转角槽圆极化天线单元设计幅度与相位差设计结果………………………３０图３．１２平面转角槽天线回波损耗与轴比带宽……………………………………………３１图３．１３平面转角槽圆极化天线单元辐射方向图…………………………………………３１图３．１４平面直边槽天线实物图……………………………………………………………３２图３．１５直边槽天线回波损耗仿真与测试结果……………………………………………３３图３．１６直边槽天线测试辐射方向图………………………………………………………３４图３．１７平面直边槽天线阵列结构图………………………………………………………３５图３．１８平面直边槽天线阵列馈电网络图…………………………………………………３５图３．１９平面直边槽天线阵列回波损耗与轴比带宽………………………………………３６图３．２０平面直边槽天线阵列辐射方向图…………………………………………………３６图３．２１天线阵列相控阵扫描馈电相位延迟结构示意图…………………………………３７图３．２２天线阵列相控阵扫描三维方向图…………………………………………………３８图３．２３相控阵天线阵列扫描二维方向图…………………………………………………３８图３．２４平面直边槽天线阵列加工实物图…………………………………………………３９图３．２５测试框架图…………………………………………………………………………３９图３．２６平面直边槽天线阵列测试结果归一化方向图……………………………………４０图３．２７实测相控阵扫描图…………………………………………………………………４１图４．１介质谐振天线结构示意图……………………………………………………………４４图４．２线极化ＤＲＡ回波损耗与增益图……………………………………………………４５图４．３圆极化ＤＥＡ线极化分量阻抗
图……………………………………………………４６图４．４圆极化ＤＲＡ回波损耗与轴比带宽…………………………………………………４６Ｖ
图４．５圆极化ＤＲＡ辐射方向图……………………………………………………………４７图４．６圆极化ＤＲＡ子阵列组阵结构示意图………………………………………………４８图４．７圆极化ＤＲＡ子阵列２ｘ２辐射方向图………………………………………………４８图４．８圆极化子阵列为阵元的８ｘ８相控阵，ｄ－Ｔ－阵－列＝Ｖ２………………………………………４９图４．９圆极化单元为阵元的８×８相控阵，ｄｔ元＝Ｖ２………………………………………．５０表３．１平面直边槽天线圆极化单元设计参数……………………………………………一２７表３．２平面转角槽天线圆极化单元设计参数……………………………………………．．３０表３．３相控阵天线阵列扫描方向图参数…………………………………………………一３８表４．１圆极化子阵列为阵元的８×８相控阵，ｄ子阵列＝ｘ／２……………………………………５０表４．２圆极化单元为阵元的８ｘ８相控阵，ｄ单元＝Ｖ２………………………………………．５０Ｖ
１绪论
１．１引言
毫米波是指波长为１～１０ｍｍ的电磁波，工作频率介于微波和红外线之间。毫米波系统有诸多优点：由于毫米波整体带宽大，其主要大气窗口位于３５ＧＩ－Ｉｚ，９４ＧＨｚ，１４０ＧＨｚ和２２０ＧＨｚ总和达到１３５ＧＨｚ，如果充分利用可以有效解决当前微波波段拥挤的现状；另外由于毫米波工作波长短，使得系统元件体积减小，设备轻
便，可以有更多的应用场合；同时毫米波系统机动性能好，可以提供良好的分辨率和较高的精度，并容易受到电子干扰，这使得系统在卫星通信上有较好的应用；除此之外，毫米波系统比红外系统穿透力更强，有更好的穿透烟、尘、雨、雾的传播特性，并可以在夜间工作，受气候与时间的影响小，可以全天候工Ｚ七：【１－７】
Ｊ广。
由于毫米波兼具微波与红外线的优点，在军事上应用尤其广泛，主要包括：毫米波雷达、毫米波通信、导弹制导、导航、毫米波电子对抗、电子支援侦察和电子情报等。毫米波系统除军事应用外，近年来也有在诸如遥感、天气预报、射电天文、民用通信、遥感技术、车船防撞、频谱学以及生物效应等方面的应用１１－７１。１．２毫米波平面天线
毫米波平面天线从二十世纪７０年代就进入了天线设计者的视野，随着应用的需求，近年来关于毫米波平面天线的研究在许多方面都有了进一步的发展，对平面天线的研究主要集中在如何实现高效率、低损耗以及实现集成化阵列等方面。同时由于平面天线存在中介质基板厚度过厚容易产生表面波而影响天线方向图，而介质基板厚度过薄又影响天线工作性能的矛盾，对抑制表面波、增加介质基本厚度的研究也较为热门【１・７１。
平面天线包括很多种类，典型的例子有：平面辐射槽天线、微带贴片天线、微带振子天线和平面行波天线等，这些天线都主要具有以下突出的优点【１・７］：
结构简单、易于平面集成化；低损耗、高效率；
浙江大学硕士学位论文绪论
方向图较均匀：
具有一定带宽；
低造价：
天线设计具有灵活性、工艺要求低；
平面天线的基本结构类似，由介质基板以及附着于其上下表面的金属面构成，通常金属层为铜皮，基本可为单层或者是多层，通过ＰＣＢ工艺在介质基板的上表面金属层上腐蚀相应的结构，如辐射缝隙或者微带贴片等所设计的形状，即为天线的辐射部分，通过改变不同的形状或者贴片、缝隙的参数可以设计使得天线工作在所需要的频段。由于其结构简单且在一个平面上，平面天线可适用于卫星通信或者移动通信设备，因此经常被设计为阵列，尤其是相控阵。
平面天线优点诸多，但正如前面提到的，由于天线自身结构的关系，也存在一些缺陷。
首先，平面天线存在导体损耗、介质损耗、寄生辐射损耗等多种损耗，其单元增益较低，与喇叭天线、螺旋天线相比，不适用与需要高增益的场合，但低增益并不完全是劣势，这使得平面天线辐射较为均匀，可以适用在需要带宽较大的场合。
平面天线最大的问题就是存在表面波。平面天线由介质基板构成，受其影响，平面天线工作时如果介质基板过厚，就容易激发表面波，为了避免这个问题，天线介质基板的厚
度一般要求控制在十分之一波长以内，但为了使得天线达到最优的辐射特性，要求介质基板的厚度在四分之波长，这是相互矛盾的。表面波是一种沿两种媒质之间的界面传播的导行波［５１，在平面天线中就是介质基板会使部分电磁波束缚在介质与空气的交界面传播。表面波存在是以损耗为前提的，它的存在使得天线辐射方向图恶化、天线阵元间互耦合增加等。因此，解决毫米波平面天线中的表面波尤为重要，国际上很多学者纷纷致力于消除毫米波平面天线中的表面波这一问题，目前，主要比较典型的解决方法有三种，其工作原理各有不同：
１．采用光子晶体材料（ＰｈｏｔｏｎｉｃＢａｎｄｇａｐ，由两种折射率不同的材料复合而成，其中一种材料在另一种材料中周期分布）或电磁带隙材料（ＥｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃＢａｎｄｇａｐ，采用金属、介质、铁磁等材料周期性排列于介质基板中），在天线金属表面上腐蚀周期性小洞或者是在介质基板打入周期性小孔，破坏表面波的传播，
浙江大学硕士学位论文绪论以形成对表面波的阻滞效果，这种方法材料加工比较复杂，在工艺实现上有比较大的难度［８ｑｏ］；
２．在介质基板外围加金属腔或者是金属栅栏，从而改变平面天线的边界条件，从而截断表面波的横向传输，这种方法目前仅限于理论研究，从理论跨越到实物加工仍然需要一定的改进【１ｌ】。
３．利用微机械加工工艺技术（ＭｉｃｒｏｍａｃｈｉｎｉｎｇＴｅｃｈｎｉｑｕｅ）构造空气介质基板，即金属贴片与金属地板之间的介质是空气腔，这样介质基板的介
电常数为ｌ，与周围空气没有分界面，从而消除表面波，这种方法由于工艺限制，制作的平面天线体积较大，不利于集成化‘１２１。
１．３介质谐振天线
对于介质谐振天线（ＤＲＡ）的研究大约在３０年前开始，最早的关于介质谐振天线的文章是１９８３年发表的圆柱形介质谐振天线。此后国内外关于介质谐振天线的研究越来越多，主要的研究集中在以下几个方面：谐振器结构的变化多样，有矩形、圆柱形，三角形、圆环形等，还有一些不规则形状；多种馈电形式，如探针馈电、缝隙馈电，微带线直接耦合馈电、微带缝隙耦合馈电、介质镜像波导馈电和共面线馈电等；宽带介质谐振天线，在设计中增加带宽，方法有很多，例如堆叠结构、增加一个单元、空气缝法、负载导体带片、使用特殊形状的介质谐振器或者更好的馈电结构等；圆极化介质谐振天线的设计研究，解决线极化天线对传输和接受的方向很敏感的问题；提高天线增益，一般采用阵列天线；数值分析方法，有限差分ＦＤＴＤ、有限元ＦＥＭ和矩量法ＭＯＭ等［１３－１６］。
介质谐振天线是用高介电常数￡，（１０．１００）和低损耗（ｔａｎ６＝１０４以下）的介质材料制成的。该天线的特点有：ＤＲＡ是三维结构，因而其谐振频率可随尺寸大小的改变而灵活改变，与一维天线和二维天线相比有更多自由度；另外因为√￡，的存在，ＤＲＡ比普通天线尺寸更小；另外，对于ＤＲＡ而言，电磁场主要集中在其谐振器内部，因此天线受外界影。向／ｊ，ｃ１３，１６］。
介质谐振天线有很多吸引人的优点‘１３－２０］：
高效的辐射效率（９５％），因为没有导体和表面波损耗，自身介质损耗小，并具有较低的辐射Ｑ因子；与具有相同介电常数的微带天线相比，介质谐振天线的
带宽要宽的多；设计具有灵活性，如介质谐振器的形状可以多种多样，如圆柱形，矩形等；
介电常数的选择范围很大，允许设计者灵活控制尺寸和带宽（低介电常数对应大带宽，高介电常数对应小尺寸），通过选择合适的谐振参数可以得到很宽的工作带宽，也可以同时具有多个频带；
介质谐振天线很容易激励，几乎所有种类的传输线都可以被用来激励天线，使得馈源的考虑非常灵活。因此ＤＲＡ有多种馈电机制，如同轴探针，微带耦合缝隙，波导探针，共面线等都可以用来激励ＤＲＡ，通过改变馈电位置可控制输入阻抗，易于匹配，且其它天线技术可以很容易地应用到ＤＲＡ；
相似天线之间的隔离度很好，且对附近物体引起的失谐有较好的抵抗能力；体积小又易于集成，适用于在很小的空间内设置多个天线的情况；
ＤＲＡ对加工误差不像微带天线那样敏感，特别是在频率很高的时候。
由于以上优点，介质谐振天线在无线通信中的应用十分广泛，例如移动终端、无线接入点、基站等各种通信设备和系统，在一些国防部感兴趣的战术系统中，比如雷达中也有广泛应用。
介质谐振天线存在一定设计难点，如分析比较复杂，谐振频率的估计较为困难，精确的解析较难求出；还有工艺加工、制作过程比较复杂等。
对谐振频率的估计有很多方法［１３，１７，２０１，比如近似磁壁、开波导、变分法和数值计算等等，它们都难以准确地计算出谐振频率。因为电磁场不是完全束缚在介质内部，肯定存在泄漏，这些泄漏造成电磁场受到外界物体的影响。虽然各种计算方法都做了一定的假设，但是与现实环境肯定存在差异，而且这些假设存在一定程度的取舍必然会影响其精确度。此外谐振频率不仅仅受到谐振器本身的参数影响，其支撑介质的基板、馈电结果甚至周围环境都会有影响。实际设计中往往是先粗略确定天线的几何结构，使其谐振在某个期望的频率附近，然后通过仿真软件调整以及加工后调整使天线准确工作在那个频段，并达到设计者的要求。
馈电结构的设计主要需要考虑的是结构自身阻抗是否与输入端口相匹配，和介质谐振器之间是否有足够的耦合度，以及结构本身是否便于电路连接和自身辐射情况等【１７１。４
１．４本文研究方案与内容安排
本论文提出了两种技术方案研究毫米波天线阵列，分别为平面辐射槽天线以及介质谐振天线。主要应用于毫米波无线通信系统。本文着重对两类天线单元的圆极化实现进行研究与分析，并对其组成阵列后的圆极化特性以及相控阵扫描特性进行讨论。
在平面辐射槽天线的设计中，本文提出了两种不同辐射槽结构的平面天线，分别为直
边槽平面天线和转角槽平面天线，两种天线基本结构相同，区别在于辐射部分分别为直边矩形槽和Ｌ型转角槽。在天线设计之前，为了抑制平面天线容易激发的表面波，在辐射槽外围一周通过金属接地柱使得介质基板上下表面的金属短路连接，从而截断表面波的传输。本文主要设计平面天线的圆极化特性，在对两种形状的平面辐射槽天线进行参数研究和圆极化实现讨论之后，分别给出一个较优的设计结果，并进行对比，选择直边槽平面天线单元进行组阵仿真并实现相控阵，同时对直边槽天线单元和阵列均进行实物加工与测试，实验结果符合预期设计，可以满足圆极化带宽需求并实现相控阵士４５０扫描。
在介质谐振天线阵列的设计中，本文提出了两种不同方式的圆极化组阵形式，分别为通过４个线极化单元不同方向交叉馈电排列成２ｘ２子阵列为阵元组成圆极化阵列，和使用圆极化单元天线组成圆极化阵列。本文对这两种方案分别进行讨论研究，并通过仿真对比两种方案的优劣。
本论文的具体内容安排如下：
第一章为绪论，首先简要介绍了毫米波技术的特点以及毫米波天线的应用范围与实用价值，并简单介绍了毫米波平面天线的优势与缺陷，以及国内外对平面天线表面波抑制的研究现状；随后介绍介质谐振天线的优点与设计难点，最后提出本论文的研究内容与技术方案。
第二章为天线理论基础，分别简要介绍平面天线相关理论包括基本辐射结构、馈电结构与接地柱的作用，介质谐振天线理论及馈电结构，本文涉及到的天线极化方式和天线阵列及相控阵相关理论。
第三章为毫米波平面天线阵列设计，在第二章理论的基础上，选择两种不同形状的辐射槽作为基本辐射单位设计天线，对其分别进行参数研究与圆极化设计，
选择较优的结构组成天线阵列实现相控阵，对该结构天线单元与阵列均进行实物加工与测试。
第四章为介质谐振天线阵列与单元的设计，首先介绍ＤＲＡ工作原理并给出ＤＲＡ线极化与圆极化单元的设计结果，随后提出两种不同的组成介质谐振天线圆极化阵列的方式，对每一种方式分别进行研究与仿真分析，最后对结果进行对比讨论。
第五章为总结与展望，对本文研究内容与创新点进行概括总结，并在此基础上提出未来工作可以探索的方向。
浙江大学硕士学位论文天线理论基础２天线理论基础
２．１引言
为了对文中天线的特性和工作方式有初步的认识与了解，也为后面章节的天线设计有更好的理论依据，本章将重点分析相关天线基础理论以及部分设计要领，分为如下四个部分：
第一部分为平面天线的基本理论，首先对天线的基本辐射单元矩形辐射槽进行解析，得到天线远区场电磁场矢量在Ｅ平面和Ｈ平面的近似解析式，并由此确定辐射槽结构以及数量，随后通过对馈电结构微带耦合缝隙中电流、磁流的分布进行计算得到解析式，最后
对平面天线中接地柱的作用进行介绍，并通过ＣＳＴ仿真分析确定其阻隔表面波的最佳间距。
第二部分为介质谐振天线的基本理论，通过对矩形介质谐振器的等效计算，得到其电场分布以及频率计算的原理，随后介绍了馈源部分同轴探针的阻抗匹配公式。
第三部分介绍天线的极化特性，给出了天线线极化和圆极化示意图，并给出实现圆极化的三个必要条件。
第四部分介绍天线阵列与相控阵，首先通过引入阵列因子，在单元天线的场分析基础上得到矩形阵列天线的阵列因子表达式，并确定阵元之间的间距，随后通过理论计算给出相控阵波束指向与阵元相位延迟值的解析关系。
２．２毫米波平面天线与接地柱
２．２．１基本辐射结构
平面槽天线相对于微带贴片天线带宽较宽且具有更多的调节参数，天线设计更具灵活性，实际加工时对工艺要求更低。平面直边槽天线结构相对简单，其辐射槽场分布更为明确，本小结以此为例，简要解析平面辐射槽天线的工作原理【２１１。
首先考虑的是金属平面上开设辐射槽的数量，从一个辐射槽的情况开始分析，其结构示意图如图２．１所示，辐射槽长为，，宽为Ｗ。
浙江大学硕士学位论文天线理论基础
介质基板
金德姑肯
平面槽
图２．１单辐射槽天线结构示意图
以辐射槽中心为远点，矩形槽内部形成的电场表达式为：
晦驷ｓｃ和：老摹糍
亿・，
辐射槽的远场表达式为：Ｂ＝－４胛Ｊｋｅ－ｍｃｏｓ０一ｗ从１２１１２眦咧＋删嘲∥ｙ刚ｃｏｓ岫‰≯’批（２．２）
Ｂ＝筹Ｐ巾要羔［－哆ｓｉｎ≯＋丝ｃ。ｓ矽】ｅＪｋ（ｙｓｍＯｅｏｓＣ＋ｚｓｍＯｓｉｎ≯）舭
（２．３）其中ｋ为真空中的波传播常数，Ａ４（ｙ，ｚ）＝鸭歹＋丝三为面磁流，可用辐射槽
电场豆＠，ｚ）表示如下：厨（少，ｚ）＝云（ｙ，ｚ）×刀＝Ｂ三一丘ｉ（２．４）
当辐射槽的宽度Ｗ远小于自由空间波长允。的时候，辐射槽的横向电场近似为常量，设Ｂ＝ｏ并且ｔ＝Ｅｏ，表达式２．１和２．２可以做如下简化：
Ｅ＝百ｊ旭ｏｌｗ孚警渤≯
（２．５）局：＿ｊｋＥｏｌｗ—ｅ－ｊ—ｂｒ＿ｓｉｎ－Ｘｃ。ｓ口ｃ。ｓ≯（２．６）
’Ａ丌ｒｘ其中，ｘ＝笪２ｓｉｎ目ｃ。ｓ痧
由此可以推出其方向性函数：８
ｓ（ｅ，≯）＝ｓｉｎ（譬ｓｉｎ细ｓ印ｉｎ（等ｃｏｓ矽）
丝２Ｓｉｎ细ｓ臼挚≯
当≯＝三时，得到Ｅ面的方向性函数：
ｓｉｎ（－－譬－－ｃｏｓ们ｆＣｅ）２１蓑丁
（２．７）（２．８）
当口：至时，得到Ｈ面的方向性函数：ｓｉ‘ｎ（，。－肼４－ＣＯＳ≯）
矽Ｊ厂（矽）２１卜ｓｉｎ痧（２・９）
ｉＣＯＳＰ’’
当ｗ《凡，可以得到ｆ（ｅ）为常数，即Ｅ面方向性与目无关。
为了对辐射槽天线的方向图有一个直观的认识，图２．２（ａ）给出了Ｚ＝２００ｍｉｌ，ｗ＝３０ｍｉｌ的辐射槽的方向图。
图２．２平面直边槽天线辐射方向图
（ａ）辐射槽数量为１，（ｂ）辐射槽数量为２
从图２．２（ａ）ｇ以看出，一个辐射槽构成的平面天线，其远区场辐射方向图在Ｅ面和Ｈ面完全不同，而本文希望设计的天线需要辐射波瓣均匀，因此我们考虑采用两条辐射槽，其平面结构示意图如图２．３所示，以两个辐射槽的对称中心为原９
点，其间距设为ｄ。
图２．３两个辐射槽组成的天线
此时，天线可以等效成为含有两个矩形辐射槽为阵元的阵列，天线的远区场量可以由
单个矩形直边辐射槽的远区场量场强乘以阵列因子。考虑理想情况，假设两个矩形辐射槽中的电场分布完全相同，此时阵列因子ＡＦ为：
彳Ｆ＝２ｃ。ｓ—ｋｄｃ了ｏｓｙ一＋ｆｌ（２．１。）
其中ｋ为真空中的波传播常数，∥为两个阵列单元之间的相位差，由于两个辐射槽位置对称，得到相同相位，则∥＝０
当两条辐射槽沿Ｘ轴分布时，ｃｏｓ＝ｓｉｎｏｃｏｓ；当它们沿Ｙ轴分布时，ｃｏｓ７＇＝ｓｉｎｏｓｉｎ≯
在本文中，假设辐射槽沿Ｘ轴分布时，在远区场电场矢量与磁场矢量场强的解析表达式为：
Ｅｒ＝Ｈｒ＝０
驴肛华ｓｉｎ≯蔫等驴∥学ｃｏｓ‰ｓ≯荔半∞㈣
Ｈｅ＝－Ｅ４／ｒ／
Ｈｔ＝Ｅｅ／ｎ１０
浙江大学硕士学位论文天线理论基础
其中：
ｘ：等ｓｉｎ觚ｓ≯，’。
】，：ｋｗｓｉｎ口ｓｉｎ彩
２。
当≯＝罢时，得到Ｅ面的方向性函数：
朋）＝么ＦＴｊｋＥｏｌｗｅ＂ｊｋｒ了ｓｉｎＹ当口＝至２时，得到Ｈ面的方向性函数：删刊Ｆ—ｊｋＥｏｌｗｅ＂ｊｋｒｃｏｓ目丽ｃｏｓＸ（２．１２）
（２．１３）图２．２（ｂ）给出了两条辐射槽情况下的方向图，可以看到Ｅ面与Ｈ面的波瓣基本类似，同时，调节两条矩形辐射槽之间的距离，可以改善辐射波瓣图的特性，使得Ｅ平面与Ｈ平面随方向角变化均匀，当然，在平行方向辐射槽增多的可以使辐射波瓣图在空间中分布更均匀，但这会增加天线设计的复杂程度，本文中考虑以两条辐射槽作为平面天线的基本辐射单元。考虑到天线单元的增益、旁瓣抑制比等因素，以及天线组阵时需要考虑相控阵应用，天线单元的大小需控制在半波长见方的区域内，因此两条辐射槽的距离小于半波长。
我们以两条辐射槽为毫米波平面天线的基本辐射结构，在此基础上，为了实现天线更多的特性，我们可以考虑在原有辐射槽基础上在垂直方向增加辐射槽，在一定的馈电方式下，天线可以实现双线极化、圆极化等特性，这使得平面天线的适用范围更加广泛。
２．２．２馈电方式
本文采用微带耦合缝隙作为平面天线的馈电方式如图２．４所示，由于缝隙到两边辐射槽的距离一致，这样天线辐射方向图呈现对称。
合缝隙
金属地板
馈线基板
图２．４微带耦合缝隙馈电天线结构示意图
对于耦合缝隙的电场分布，我们司以等效成电磁流Ｍ，辐射缝隙的电流Ｊ只有Ｙ方向的，得到如下公式：
一田（鸠）一Ｆ（彤）＝磁（Ｊｉ）＋磁（心）（２．１４）
Ｅ；Ｕ；、）＋Ｅ；卜Ｍｊ＝０Ｑ。１５）
其中彤（丝）和域ａＬ－，，ｐ）为耦合缝隙上方磁流Ｍｘ和辐射槽电流彤激励的磁场，磁（，ｊ）和矿（坂）为耦合缝隙下方磁流Ｍ。和馈线电流形激励的磁场，髟（∥Ｐ）和髟（一鸠）辐射槽电流彤和磁流鸠对应的电场
耦合缝隙两边由磁流Ｍ。和电流，ｊ激起的场可以由格林函数求得。而由馈线电流．，；激起的磁场可以通过引入电压反射系数Ｒ得到：
磁（，ｊ）＝（１－Ｒ）ｈ，（２．１６）
其中吃是馈电的场模式，Ｒ的定义如下：
Ｒ＝（１／２）ＩＩ％ＭＡｘ，ｙ）ｈＡｘ，ｙ）ａｘａｙ（２．１７）
其中Ｓ。是耦合缝隙的面积将公式２．１６带入公式２．１４中．通过一个分段正弦曲线（ＰＷＳ）模型来扩展
磁流Ｍｘ，以及通过一组ＰＷＳ模型来扩展电流彤，通过矩量法司以得到以Ｉ、矩阵方程：
【Ｃ］７［Ｉ】＋（１，。＋ｙ６）Ｖｏ＝（１－Ｒ）Ａｖ（２．１８）
［ｚ】【，】＋旷】圪＝０（２．１９）
其中，
ｑ＝』ＪＧ‰（ｔ，砖）‘（ｔ）艺（哎）霹（砖）戤哆，ｎ为行向量（２．２０）
Ｐ＝ｆ』Ｇ‰（ｔ，砖）露（ｔ）巧（砖）哦吩，Ｙ是标量（２．２１）
Ｐ＝ｆ』‰（ｔ，砖）Ｅ２ＬｋＪ，Ｐ２（砖）纸晦，Ｙ是标量（２．２２）
ｚ舢＝儿Ｇ编（ｔ，砖）鬈（ｔ）Ｃ（ｔ）劈（砖）戤晦，ｍ×ｎ矩阵（２．２３）
乙＝』』Ｇ‰（ｔ，ｂ）《（ｔ）嚣（砖）‘（勺）戤晦，ｎ为列向量（２．２４）
血＝ＩＩＭｏ（ｘ，ｙ）吃（ｘ，ｙ）ｄｘｄｙ（２．２５）
解方程得：
肚等％＝两面喾备丽而（２．２６）
由此，耦合缝隙可以表示为一组与馈线相关的阻抗ｚ：ｚ＝苦＝而‰（２．２１／ＲＹＹＴ）
Ｚ＝一＝—————■——————■一ｔ二・‘Ｊ１—４＋６＋『Ｃ１『Ｚ１。『１、通过以上推导【２２１，可以看出微带耦合缝隙馈电方式可以调节的缝隙的长度、宽度以实现阻抗匹配，还可以通过调节微带线的开路端到耦合缝隙的距离对阻抗虚部讲行调节．可调节参数灵活多样，使天线工作在最优状态。
２．２．３接地柱
通常微带天线的介质基板容易存在表面波激发的问题。图２．５给出形成表面波的示意图：当电磁波在相对介电常数大于１的介质中传输时，从介质层入射到空气中的电磁波的入射角０＞ａｒｃｓｉｎ√ｉ，在介质与空气的交界面上会产生沿交界面传播的垂直极化波，而且这个波会被紧密限制在介质与空气层的交界面上，影
响主模的传播，进而使得天线的方向图恶化、带宽变窄，同时也会造成能量损耗使得天线辐射效率降低［１１－１２１。这种现象会随着频率的增高越来越明显，在平面天线中，介质厚度越大表面波就会越容易被激发，因而介质基板厚度通常不超过十分之波长；而为了使天线工作性能良好，介质厚度又需要达到四分之波长为最优，这个矛盾成为影响平面天线发展的主要因素。
表面波抑制
图２．５表面波的产生与消除
缘散射
接地柱
为了抑制表面波，我们考虑在平面天线辐射槽四周的介质中垂直放置金属接地柱的方法，通过接地柱连接平面槽所在的金属贴片与金属地板，使两者短路，从而改变表面波传播的边界条件，进而截断表面波的传播，可以达到消除由表面波的目的以避免其带来的不利影响。
为了确定接地柱的密度，首先进行参数研究。对于接地柱的研究主要集中验证其是否具有消除表面波的效果以及对表面波的抑制作用如何。把天线板看成是上下表面为金属的平行介质板，众所周知，在介质板中要传播水平极化波的条件是上下两平行板高度差ｈ应当大于ｋ／２。由于天线工作频段是２６ＧＨｚ，可以得到九盯／２＝１７０ｍｉｌ，而介质板厚度为６２ｒａｉｌ，因此介质板中不可能传播水平极化波。而我们所需要做的就是截断其垂直极化波，即用垂直于上下表面并与上下表面相连接的金属接地柱。根据天线理论【８】以及工程实践经验，为了实现良好的旁瓣抑制比，天线阵列阵元间距应当小于ｋ／２。在本论文中研究的天线单元及其阵列均工作在２６ＧＨｚ附近的频段，因此我们以２５０ｍｉｌ作为天线单元的大小以及阵元间的１４
间距。受实际加工精度的限制，我们选择１５ｍｉｌ为接地柱中心到平面槽边缘的最小距离。基于以上参数选择，我们进一步研究接地柱的间距对抑制表面波激发的效果的影响。在介质板上进行实验，一端馈入能量另一端接收，介质板上表面金属层不开有辐射缝隙，即能量都在介质板内传播。通过改变接地柱之间的距离来观察接地柱对能量阻断效果。利用ＣＳＴ仿真，得到传输系数和接地柱间距的关系，如图２．６所示，传输损耗随着距离的减小而减小，考虑到加工，以及天线外围尺寸，最终选择天线周围每一边１０个接地柱，即接地柱距离为２５ｍｉｌ，此时传输损耗Ｓ２ｌ接近．３０ｄＢ，可以达到阻隔效果，能有效控制表面波在天线介质板内传播造成的影响。
ｄ（ｍｉｌ）
图２．６接地柱间距对阻隔性能的影响
在以上分析下，接地柱有效抑制了平面天线介质基板中表面波的传播，使天线达到最优的辐射特性和较好的带宽特性。
２．３介质谐振天线
本文采用矩形介质谐振器来构成介质谐振天线。矩形谐振器可以看成的一个两端截断的矩形波导，放置于金属地面之上，假设理想情况，地平面无限大，其天线结构如图２．７所示。
浙江大学硕士学位论文天线理论基础
矩形谐振
图２．７ＤＲＡ天线部分模型
金属地板
ＤＲＡ天线中谐振器的场结构．－－ｊ以由波导理论推导：
月ｌ：一—拿』上ｓｉｎ（ｔｘ）ｓｉｎ（七。ｙ）ｃ。ｓ（ｔｚ）（２．２８）
ｑ：兰｛二笠ｃ。ｓ（颤ｘ）ｃ。ｓ（砖ｙ）ｃ。ｓ（恕ｚ）（２．２９）
。ＪＷｋｔｏ
。Ｈｚ＝－ｋｙｋ，ｃ。ｓ（ｔｘ）ｓｉｎ（七。ｙ）ｓｉｎ（吒ｚ）
（２．３０）Ｅ＝七：ｃｏｓ（ｔｚ）ｃｏｓ（ｋｙ）ｓｉｎ（ｔｚ）（２．３１）
Ｂ＝一ｔｓｉｎ（ｔｘ）ｃｏｓ（ｂｙ）ｓｉｎ（ｔｚ）
（２．３２）其中，ｔ，屯，屯是沿着ｘ，Ｙ，ｚ方向的传播常数，且Ｅ：＝ｏ，通过边界条件云・亓＝ｏ，而为法向向量，取Ｈ＝詈，川＝兰，得到：
也：一７１＂
砖＝詈
再由《＋砖＋《＝‘瑶，得到：镌切ｎ（掣）：厄丽（２．３３）
在对谐振器谐振频率的计算中，由１，ｏ＝２刀五，可以知道谐振频率与介质谐振腔的边长存在关系，对于频率公式的具体表达形式则需要通过经验法得到。
本文用矩形介质谐振器作为ＤＲＡ天线部分，馈源部分采用同轴馈电的方式，其阻抗值是由同轴材料的介电常数以及其内径和外径决定的：
浙江大学硕士学位论文天线理论基础
ｚｃ＝厝锄辱・ｎ◇
亿３４，式中肼，ｓ，为填充介质的相对磁导率和相对介电常数，Ｒ为外导体内半径，，．
为内导体外半径。２．４天线圆极化
极化被用来表示电磁波运动的空间特性，波的极化可以用电磁矢量末端点在与波矢处置的平面内的投影随时间的运动变化轨迹来描述，如果这个运动变化轨迹是一条直线，则极化方式为线极化［２１１，如图２．８（ａ）所示；如果其运动变化轨迹呈一个圆形，则极化方式为圆极化㈨，如图２．８（ｂ）所示，在卫星通信系统中通常使用圆极化来提高抗干扰能力，抑制多径效应。一个时谐电磁波要实现圆极化需要满足三个条件【２】：
１．场可以分解为两个正交分量；
２．这两个场分量幅度相等；
３．这两个场分量相位相差９０。。
图２．８波的极化１７
浙江大学硕士学位论文天线理论基础２．５天线阵列及相控阵
２．５．１天线阵列
将若干个辐射单元按一定方式排列所构成的系统称为天线阵列【２¨。构成阵列的辐
射单位要称之为阵元。在对于天线增益要求不是很高，辐射方向性不是很强的场合，单个平面天线可以满足需求，但是在更高增益、更强辐射方向性的应用需求下，我们则需要利用天线阵列。
以平面直边槽天线为例，我们用天线单元的远区场量解析表达式乘以阵列因子ＡＦ的值来表达平面直边槽天线阵列的远区场量解析表达式。设定天线单元中的两个平面辐射槽沿Ｘ轴分布，直边槽天线阵列为ｍ×ｎ的矩形阵列，则阵列的远区场量解析表达式为：
Ｅ０＝－ＡＦ学Ｓｉｎ≯赫半
Ｅ。：．彳Ｆ・—ｊｋＥｏｌｗ—ｅ＂ｊ白＂ｃｏｓ秒ｃｏｓ矽——！坚Ｌ—ｓｉｎ—Ｙ（２．３５）妒４ｒ’（ｘ）２．（要）２ｙ、
Ｈ８２－Ｅ西㈡
Ｈ６２Ｅｅ｜ｑ
其中ｒ为远区场到阵列中心的距离，并且：
ｘ：堕ｓｉｎ口ＣＯＳ彩
２
ｙ：ｋ，、ｂｓｉｎ口ｓｉｎ矽，’’
ＡＦ＝ＡＥ×ＡＦｙ
阵列因子ＡＦ与天线阵列的排列方式，天线单元之间的相对位置以及馈源的激励方式有关系，与天线单元的远区场电磁场量无关。本文中，天线阵列采用方阵布局，即两两相邻天线之间的间距相等，构成ｎｘｒｌ天线阵列。在理论分析中，我们假定每个天线单元是由同幅度同相位的馈源激励的，此时得到的阵列因子表达式为：
浙江大学硕士学位论文天线理论基础
其中：
ＡＦ：４ｆ×４Ｆ：ｙＰＪ（卜１）虬ｙＰ，（卜１）竹（２．３６）‘Ｙ‘一‘一、
ｉ＝１ｔ＝ｌ
哕ｘ＝翮ｂｓｉｎｅｃｏｓ矽
申ｐ＝ｋｄｏｓｉｎＯｓｉｎ＃
由于我们的天线阵列设计最终要实现相控阵，在平面天线阵列的相控阵应用中，为了避免扫描栅瓣的出现，使旁瓣抑制较好，阵列单元的间距必须控制在半波长以内，而为了抑制阵元间的互耦，阵元间距离不宜过小。在本论文中，由于每个天线单元辐射槽的周围介质中均匀垂直放置接地短路柱，有效抑制了表面波，同时消除了由于表面波传输带来的
阵列间互耦，使得平面天线尺寸和间距都能限制在半波长的范围。因此，在天线设计中利用接地柱作为阵元外边界，使得阵元间距设定为半工作波长，既能抑制耦合同时也保证了良好的旁瓣抑制水平。将ｄｏｈ／２代入式２．３５，得到矩形平面ｆｌｘｆｌ天线阵列的归一化阵列因子为：
ｓｉｎ（胛２忑／圣＇ｇｓｉｎ０写ＣＯＳ。磊龟ＳＩｎｓｉｎｓｍｔｓｉｎ（Ｑ３７’．，痧、．，冗
９零、
、。
胛———————‘）”————＝———ｏＪ２．５．２相控阵天线
通过以上分析可以看出，改变天线阵列各阵元间的距离或者改变阵元激励电流的相位差可以改变天线的辐射方向图。在通常情况下，天线阵列形成后，其阵元之间的距离就固定了，而阵元的馈电电流的相位可以通过控制电路来改变，这种通过控制阵列天线各阵元激励电流的相位从而实现对辐射方向图的控制的方式，称为相控阵１２３１。
阵元间相位差和阵列扫描时波束指向的关系可以由以下计算得到：假设平面相控阵天线阵列中第ｉ个天线单元的场强方向图为彳（咖功，相控阵扫描的目标方向的方位角度与仰角分别是矽和０，可以得到天线阵列在扫描方向的远区场为：
刚∽：艺删，Ｏ）ｅ小噍罕（２．３８）Ｅ（矽，臼）＝∑ｚ（≯，吖％等（２．
浙江大学硕士学位论文天线理论基础
其中，九是第ｉ个天线单元的相位加权系数，尼是第ｉ个天线单元到目标点的距离：
足＝Ｒ一越（２．３９）
Ｒ为坐标原点即相位参考点到目标点的距离，ａｇ，是坐标原点到目标点的距离和天线单元到目标点的距离之差。由于Ｒ远大于Ｒｆ，Ｒ≈越，式２．３８可以表示为：
Ｅ（≯，臼）：Ｎ∑－Ｉ，（矽，Ｏ）ｅｊ（丁２７［挑一△鸭’（２．４０）
通过式２．４０．－－ｊ以看出，改变天线单元的相位加权系数就司以改变相控阵天线的波束指向。
Ｒ＝ｘｙ＋ｙｙ＋Ｚｉ三＝ｃｏｓｏｃｏｓ≯叉－＋ｃｏｓ秒ｓｉｎ妒歹＋ｓｉｎ盯（２．４１）
越＝‘ｃｏｓＯｃｏｓ≯＋Ｙｉｃｏｓｏｓｉｎ＃＋ｚ，ｓｉｎＯ（２．４２）
△谚：孕越
（２．４３）在式２．４３中，当ａＲ，大于Ａ时，相移值是△谚减掉２万整数倍后的值。由此，各个天线单元之间相移可以由期望的波束指向（九，铭）得到：
△九＝百２７／＂（＿ｃ。ｓ以ｃ。ｓ丸＋咒ｃ。ｓ吼ｓｉｎ九＋乙ｓｉｎ以）
（２．４４）
２．６小结本章主要介绍了本论文中涉及的相关概念与理论知识：首先，介绍毫米波平面天线并确定其基本辐射结构，介绍微带耦合缝隙的馈电方式，并引入接地柱，利用其抑制表面波的特性仿真确定其排列密度；随后，介绍介质谐振天线的相关理论与场分布，选择并介绍同轴探针为其馈电方式；之后，介绍了两种主要的天线极化方式，即线极化与圆极化；最后，通过阵列因子的引入介绍天线阵列，并通过计算得到相控阵波束指向与天线单元相位差的关系。这些内容为后文的天线设计与分析提供了理论依据。２０
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计３毫米波平面天线阵列及单元设计
３．１引言
为了实现毫米波天线阵列的性能要求，首先对其阵元的特性单独进行研究。描述天线特性的主要参数有增益与方向性、极化特性、频带宽度、输入阻抗等。在本章中，我们在上一章节理论分析的基础上建立平面直边槽天线模型和平面转角槽天线模型，并通过三维电磁仿真软件ＣＳＴ对这两种天线模型分别进行仿真与分析，研究不同的结构参数对天线性能、特别是圆极化特性的影响，并最终确定可以工作在特定频段的具有一定圆极化带宽的毫米波平面天线模型的具体结构和尺寸，并进行实物加工与测试，进一步验证所设计天线的实际性能。
在完成单元的设计之后，再对天线单元进行组阵，对阵列特性仿真优化并进行相控阵扫描，最终实现实物加工与测试，验证阵列天线的实际性能。
在本章中基于毫米波平面辐射槽天线阵列的应用研究时，主要需要考虑以下因素：（１）圆极化带宽，（２）天线增益，（３）天线几何尺寸，（４）辐射方向图等。
结合以上几个方面的考虑，本章所述的多种毫米波天线阵列的目标期望达到的设计指标主要有：
・圆极化中心频率：２６ＧＨｚ
・圆极化带宽：＞３００ＭＨｚ
・单元增益：６＂－－８
ｄＢｉ・阵列增益：
１５～１８ｄＢｉ
・实现相控阵３．２毫米波平面直边槽天线单元设计
３．２．１天线结构
平面天线具有实现简单、加工精度低、易于阵列化、与平面集成工艺兼容等优点。相
对于普通微带贴片天线而言，除了能有效抑制表面波以外，天线带宽也较贴片天线更宽。同时这种平面辐射槽天线还具有更多的调节参数，天线设计更具灵活性。
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计
基于第二章的理论分析，本文所研究的平面天线单元采用两组两两对称的平面槽组成天线的基本结构。在三维电磁仿真软件ＣＳＴ的ＭＩＣＲＯＷＡＶＥＳＴＵＤＩＯ中建立如图３．１所示的直边槽天线的典型模型，馈电方式为微带耦合缝隙馈电。
（ａ）俯视图图３．１直边槽天线平面结构图
Ｃｏ）侧视
天线单元首先由两种介电常数不同厚度的介质基板组成。第一层介质基板的介电常数较高，厚度较大，其上表面附有金属贴片，在贴片上开有四个平面辐射槽，辐射槽的形状为长条矩形，其中ｚ方向的两个平面槽（长度，ｌ，宽度Ｗ１）和Ｙ方向的两个平面槽（长度１２，宽度Ｗ２）。两层介质基本的中间铺有一层金属地板，第二层介质基板提供天线馈电结构，本文采用微带馈电，附在第二层介质基板下面的微带线通过刻在地板上的正交十字耦合缝隙激励上述四个平面印刷槽天线。同时，在平面槽四周的介质中垂直放置接地柱，使得平面槽所在的金属贴片与金属地板短路连接，以改变表面波传播的边界条件，截断表面波的传播，从而减小由表面波传播所带来的损耗与方向图失真，如图３．２给出了使用接地柱与否的平面天线的方向图，可以看出使用接地柱能够有效地抑制平面槽天线中表面波激发带来的方向图恶化、带宽下降等不利影响，使得天线的方向图更为均
匀。２２
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计
／＾∞勺
、・／皇
‘磊ｏ
——有接地柱
…无接地柱
图３．２有无接地柱对直边槽天线方向图的影响
３．２．２圆极化实现
由于平面矩形槽天线工作在线极化状态下时，微带耦合缝隙只激励与缝隙平行的两个辐射槽，其辐射槽中电场分布图如图３．３（ａ）或图３．３（ｂ）所示。利用这个特点即可实现平面槽天线的圆极化，设计的天线结构和辐射槽电场分布如图３．３（ｃ）。
水平方向的两个平面槽，１以及Ｘ方向耦合缝隙Ｊ１，产生第一个谐振频点．＾；垂直方向的两个平面槽１２以及Ｙ方向耦合缝隙ｓ２，产生第二个谐振频点五。两个方向的
平面槽同时作用，在中心频率如奶＜矗＜五）处实现两个正交、等幅分量，同时存在９００相差，从而实现圆极化，如图３．４所示，虚线表示３．３（ａ）结构得到的阻抗曲线，点划线表示３．３（ｂ）结构得到的阻抗曲线，实线表示３．３（ｃ）结构得到的阻抗曲线，即圆极化结构的阻抗特性。两个正交频点相对独立，这对天线的参数及特性的研究带来很大的方便１２４‘２６】，在设计时可以单独调节各自频点，更便于得到最优结果。
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计
１００
言
号、，
酲５０
Ｏ（ｂ）
图３．３缝隙耦合馈电直边槽天线场分布图
≯奠Ｖ
ｋ．．，‘
２４２５２６２７２８ｆ（Ｇｎｚ）
图３．４实现圆极化频率特性及其正交分量特性
３．２．３参数特性研究
天线的设计主要围绕频点、阻抗匹配、回波损耗、方向图和增益等几个方面。在平面直边槽天线的设计中，由于最终的设计目标是相控阵天线阵列，因此把每一个天线单元的大小都限定在半波长的长宽以内，因此外围接地柱的尺寸为２５０ｍｉｌ×２５０ｍｉｌ我们设定两个辐射槽中心的距离时考虑到加工的可实现程度，将这个值设为２２０ｍｉｌ，这样每条辐射槽边缘到接地柱中心的距离为１５ｍｉｌ。在这种情况下，辐射槽可以调节的参数则有槽的长度Ｚ与宽度ｗ。图３．５（ａ）（ｂ）给出了这两个参数改变对天线频点的阻抗的影响。为了方便参数研究，此时天线工作在线极化方式下。可以看出，长度，对频率的影响非常大，长度越长，频率越低，同时输入阻抗收到一定的影响；而宽度Ｗ则对两者的影响都比较小。通过图３．５（ｃ）
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计可以看出宽度对天线的带宽有一定的影响，宽度越宽则带宽越大。由于天线大小已经确定，且辐射槽之间的距离也已经确定，则宽度最大值会受到实际加工能力的限制。
，、
ｇ￡
ｏ
、－／ｏ
ｏ
Ｃ
Ｃ口
勺ｏ△
暑…………一Ｚ＝７０ｍｉｌ
…，＝７５ｍｉｌ（ａ）一一一一，：８０ｍｉｌ—ｆ＝８５ｍｉｌ…一，＝９０ｍｉｌ…………・一ｗ＝２０ｍｉｌ——・一Ｗ＝２２ｍｉｌ一一一一Ｗ＝２４ｍｉｌ
—Ｗ＝２６ｍｉｌ…一ｗ＝２８ｍｉｌ
—Ｗ＝２０ｍｉｌ
一一一Ｗ＝２４ｍｉｌ图３．５辐射槽长度Ｚ与Ｗ宽度对平面直边槽天线性能影响
在对辐射槽分析过后，我们再来看平面天线的另外一个组成部分——馈电基板的影响。在这个部分，可以调节的参量有耦合缝隙的长度与宽度，以及微带线的长宽。微带线宽度决定端口阻抗，出于组阵时馈电网络布线的需求，这里我们选择阻抗值为７５欧姆，此时微带线宽为１５ｍｉｌ。微带的长度则是用来调节输入阻
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计抗的虚部的，根据需要使得阻抗在谐振频点时虚部为零。下面我们仅就耦合缝隙的长ｓ，与宽ＳＷ的变化对天线性能的影响进行讨论。
图３．６反应了这两个参数变化的结果，可以看出，耦合缝隙的长度和宽度都会对天线的输入阻抗造成影响，值越大，阻抗越高，另外耦合缝隙的长宽对频点的影响不是很大，因此十分合适在天线频率调好之后用来匹配阻抗。由于耦合缝隙可以调节的空间较大，可以用来粗调阻抗大小，而宽度则可以用来细调。
——ｓｌ＝４０ｍｉｌ一一一一ｓｌ＝４５ｍｉｌ（ａ）…，一Ｊｆ－５０ｍｉｌ
…………・－ｓｌ＝５５ｍｉｌ—ｓｗ＝８ｍｉｌ
（∽…．．．。一．删ｓｗ：＝１１２０ｍｍｉｉｌｌＢｌｌｌｌｌｍｌｍｉｉｌＦｗ＝１４ｍｉｌ
图３．６耦合缝隙尺寸对平面直边槽天线性能影响
在对平面直边槽天线的参数研究中，我们可以知道辐射槽的长度决定工作频率，长度
越长，频率越低；辐射槽的宽度影响天线工作的带宽，宽度越大，带宽越大。但由于宽度增加则相当于等效长度减小，因此，为保持频率不变，则需适当加大辐射槽的长度。为方便组阵，天线外围的接地柱围成的矩形区域的大小已经确定，因此，我们需在工程实践允许的情况下，选取合适的辐射槽的尺寸以满足工作频点。
另外，可以通过调节耦合缝隙的长度、宽度，微带线的开路端到耦合缝隙的距离对天线输入阻抗的实部、虚部均进行有效调节，以达到最优化的工作带宽。除此之外，天线对加工敏感度不是很高，当耦合缝隙位置有略微偏差时，对天线输入阻抗影响不大，天线稳定性高、对加工精度要求相对降低。同时耦合缝隙及
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计馈电徼带线的加工工艺已经非常成熟，在天线实际加工时可以保证１ｍｉｌ的加工精度，这也是这个结构的优势。
３．２．４设计仿真结果
经过上述参数研究，得到辐射槽的长度决定频点，耦合缝隙的大小决定阻抗，再根据本小节第二部分圆极化的实现原理，做出如下设计：首先通过，１和１２来调节两个频点的值以及它们之间的距离，再通过辐射槽的长宽来调剂分量的大小，使得他们最大分量基本相同，在圆极化中心频点幅度相等。相位的调节也是通过两个频点间的距离来实现的，两个频点之间的距离越大，在中心频点的两个分量的相位差就越大，反之越小。通过参数调节，最终得到参数如表３．１所示，１１．２，Ｗｌ，２分别为两对辐射槽的长宽，“ｌ＇２和删ｌ＇２是耦合缝隙的长宽。
表３．１平面直边槽天线圆极化单元设计参数
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Ｃ’磊
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一一一。Ｅｏ
一…・Ｅｄ
图３．７平面直边槽圆极化天线单元设计幅度与相位差设计结果
图３．７所示幅度和相位差的结果，在厂＝２６ＧＨｚ，Ｅ。＝Ｅ。，此时相位差为９０。，得到此时的轴比为０．０３ｄＢ，实现圆极化。图３．８和图３．９给出了平面直边槽圆极化单元的回波损耗、轴比带宽以及分别在由＝０。，４５。，９０。的辐射方向图，可以看
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计
出设计所得天线．１０ｄＢ阻抗带宽１．７ＧＨｚ，轴比带宽０．３ＧＨｚ，天线增益为７．７
ｄＢ，在０＝＋６００时，天线增益在０ｄＢ以上，增益均匀度较好，三个辐射方向图基本一致，圆极化性能良好。
图３．８平面直边槽圆极化天线单元回波损耗与轴比带宽
图３．９平面直边槽圆极化天线单元辐射方向图
一一一００…ｔ４５。
・－－－－－・－－－一９０。
３．３毫米波平面转角槽天线单元设计
３．３．１天线结构辐射槽为长条矩形时可以实现圆极化，那么将辐射槽的形状进行一定的改变，
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计会不会天线的性能有所影响，是否也能形成圆极化。毫米波平面转角槽天线就是在此情况下做的一种假设，将直边矩形槽改为Ｌ型的辐射槽，分布在天线平面的四个角上。这种情况下，转角槽天线作为与直边槽天线对应的天线单元结构，它们的工作原理相近，区别在于辐射槽形状不同。这使得天线工作时槽中电场分布有所不同，具体区别如图３．１０（ｂ）所示，一条水平辐射槽就
能激励４个转角槽工作，这样使得调节难度增加。对于转角槽天线而言，槽中电场分布较为复杂，要计算远区场场量的解析表达式比较困难，复杂度和工作量大大增加。为了简化设计，与直边槽天线对应，我们将耦合缝隙的方向旋转４５。，这样也能形成与直边槽天线同样的工作效果，即一条耦合缝隙激励一对辐射槽，两对转角槽相对独立，如图３．１０（ｃ．ｅ）所示。
（ｃ）
图３．１０转角槽天线平面结构示意图以及场分布图（ａ）天线俯视图，（ｂ）线极化场分布图，（ｃ－ｅ）Ｎ极化实现步骤场分布图
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计３．３．２仿真结果
平面转角槽天线的参数特点也与直边矩形槽一样，辐射槽的长度决定频点，耦合缝隙的大小决定阻抗，由于转角槽的形状是Ｌ型，在设计时宽度Ｗ越大，其辐射槽长度，的等效长度相对越小，，加长，两条辐射槽端的距离就越近，考虑到实际的加工情况，虽然宽度Ｗ有利于增加带宽，也不宜过大，尽管如此，相对于直边槽天线，转角槽的宽带可以更大，这也是我们研究这种形状天线特性的目的．之一。
对转角槽天线的圆极化设计同样和直边槽天线思路相同，首先通过对辐射槽长宽的调节，得到需要的设计频点／ｉ，五，调节／ｉ，压之间的距离，通过耦合缝隙的长宽来实现阻抗匹配，最后得到两个幅度分量在圆极化中心而＝２６ＧＩ－－Ｉｚ的时候幅度相等，相位相差９００。
通过参数调节，最终得到参数如表３．２所示，Ｚ１＿２，Ｗ１２分别为两对辐射槽的长宽，ｓ１１．２和ＳＷＩ．２是耦合缝隙的长宽。
表３．２平面转角槽天线圆极化单元设计参数
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。图３．１１平面转角槽圆极化天线单元设计幅度与相位差设计结果
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图３．１ｌ所示幅度和相位差的结果，在厂＝２６ＧＨｚ，Ｅ口兰Ｅ。，此时相位差为９０。，得到此时的轴比为０．３ｄＢ，实现圆极化。图３．１２和图３．１３给出了平面直边槽圆极化单元的回波损耗、轴比带宽以及分别在≯＝００，４５０，９００的辐
射方向图，可以看出设计所得天线．１０ｄＢ阻抗带宽１．８ＧＨｚ，轴比带宽０．３ＧＨｚ，天线增益为７．６ｄＢ，正负６００时，天线增益在０ｄＢ以上，辐射方向图矽＝００和４５０时，两个图基本一致，矽＝９００比其他两组方向图略宽。
图３．１２平面转角槽天线回波损耗与轴比带宽
图３．１３平面转角槽圆极化天线单元辐射方向图
一一一００
一…４５。・－－－－——－－—一９００
３．４平面直边槽天线单元实验结果
根据上一小节的仿真结果，尽管平面转角槽天线有比直边槽天线更高的线极化带宽，其圆极化特性以及辐射方向图的均匀度，在目前设计的情况下弱于平面直边槽天线，因此，我们选取直边槽天线进行加工。加工时需要考虑接口的安装，接地平面的接触良好等因素，我们对加工的结构做了一定的调整，具体如图３．１４所示：在天线基板与馈电基板的安装采用螺丝固定，为了避免螺丝对天线基板产生影响，我们在原有天线外围接地柱的地方又增加一圈接地柱围墙加强保障，另外微带馈电末端结构是为了保证与Ｋ接口可以接地，同时为了避免Ｋ接头对天线基板的干扰，又在原来接地柱围墙的下面增加一排接地柱。以上接地柱除了能避免其他金属器件的影响，同时也天线基本上下表面接触更多，使得地平面信号更为稳定。
３．４．２测试结果
图３．１４平面直边槽天线实物图
对于圆极化的测试方法通常有两种，一种是将固定于一个可以垂直旋转的台面，通过接收天线得到其增益的最大值与最小值，从而来通过轴比的原始定义公
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计式即最大增益除以最小增益来得到其圆极化特性，这个方法对测试设备要求较高，在现有条件下较难实现。另一种方法是通过喇叭天线分别测得在水平转台上的天线的Ｅ面与Ｈ面两个分量的幅度与相位信息，通过计算得到轴比值，得到其圆极化特性，通常微波暗室都有水平转台，这种方法较易实现，我们采用第二种方法。
首先，用矢量网络分析仪对单元平面直边槽天线的测试，得到回波损耗如图３．１５所示，对比仿真结果两条曲线基本吻合。
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图３．１５直边槽天线回波损耗仿真与测试结果
在对辐射方向图的测试中，由于设备的限制只能分别测量Ｅ面和Ｈ面的辐射方向图的幅度信息，并不能测到相位信息，可以从图３．１６中看到，两个分量随着频率的变化，与我们设计的也是相符的。由于天线单元增益较小，而微波暗室较大，测量距离较长，因此受到噪声的干扰非常大，导致波形出现较大的抖动，这个问题在天线阵列由于阵列增益较大可以得到明显的改善。
由于测得的结果抖动比较厉害，单元天线的增益只能估计取得平均值来估算，具体方法如下：
（１）水平极化情况下
ａ．接收系统频谱仪上显示功率为Ｐｒｘ（ｄＢｍ）；
ｂ．驱动功率为Ｐａｘ（ｄＢｍ）。
标准天线的测试结果如下：
ｃ．接收系统频谱仪上显示功率为Ｐｓｒｘ（ｄＢｍ）；
ｄ．驱动功率为Ｐｓｘ（ｄＢｍ）；毫≈
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计
ｅ．已知标准天线的增益Ｇｓｘ（ｄＢｉ）。
得到水平极化下单元天线的增益：
Ｇａｘ＝Ｇｓｘ＋（Ｐｒｘ—Ｐｓｒｘ）＋（ＰＳＸ－Ｐａｘ）单位为ｄＢｉ
（２）在垂直极化下同理可得，Ｇａｙ＝Ｇｓｙ＋（Ｐｒｙ．Ｐｓｒｙ）＋（Ｐｓｙ．Ｐａｙ）单位为ｄＢｉ
（３）单元天线在２６ＧＨｚ下的增益为：
Ｇａ＝１０ｌｏｇ（２．６３＋２．６３）＝７．２ｄＢｉ，与仿真值７．７ｄＢ相比较，其降低原因可能是在Ｋ接头处有所损耗，同时由于噪声的干扰，计算结果本身也存在不准确性。
整体测试结果从Ｓ参数与方向图来看基本符合预期。
．９０．６０．３０Ｏ３０６０９０
０（ｏ）
（ａ），＝２５．５ＧＨｚ（ｂ）厂＝２６ＧＨｚ
（ｃ）ｆ２２６．１ＧＨｚ。一（ｄ）／＝２６．５ＧＩ－Ｉｚ
—Ｅ回………Ｈ面图３．１６直边槽天线测试辐射方向图
３．５平面直边槽阵列天线与相控阵
３．５．１阵列结构与馈电网络
在对平面天线单元进行研究之后，我们对其进行组阵讨论。在ＣＳＴ中建立的模型如图３．１７所示，４×４方形阵列以半波长间距排开，各个阵元之间用接地柱连接上下表面金属隔开，天线阵列基板的结构尺寸为１４００ｍｉｌＸ１４００ｍｉｌ。馈电网络基板的设计由于要实现相控阵，天线阵列每一路的馈电都必须独立，因此馈电网络结构相比天线阵列要庞大，尺寸为２３２０ｍｉｌＸ２３２０ｍｉｌ，设计时考虑每一路的电长度均相等，这样，可以保证等相信号馈电时天线阵列每一个单元相位相等，要实现相控阵则只需在输入端馈如不同相位的信号即可，同时馈电网络的设计需考虑微带线间的距离不宜过近，具体如图３．１８所示。
图３．１７平面直边槽天线阵列结构图图３．１８平面直边槽天线阵列馈电网络图
３．５．２仿真结果
由于天线单元之间的耦合，在对调节好天线单元性能组阵后，仍然需要对参数进行微调，以保证频点正确与圆极化性能的良好。在对ＣＳＴ仿真得到天线阵列的中心频率在２６ＧＨｚ，圆极化轴比带宽为５５０ＭＨｚ，在频带内每个输入端口的反射损耗都优于．１０ｄＢ，如图３．１９所示。阵列的辐射方向图如图３．２０所示，天线增益１７．６ｄＢ，主瓣宽度接近－４－３０。。
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配图３．１９平面直边槽天线阵列回波损耗与轴比带宽
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图３．２０平面直边槽天线阵列辐射方向图
下面对相控阵扫描进行仿真，在第二章的介绍中我们知道，控制每个单元的３６
堑ｉ三盔兰堡圭兰堡垒奎——毫米波平面天线阵列及单元设计相位延迟可以改变阵列的扫描方向。图３．２ｌ给出实现一维扫描相控阵的相位差的图，每一行各自单元间相位相同，行与行之间呈现等幅度的相位差。
口口口口
口口口口
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曰曰曰团
图３．２１天线阵列相控阵扫描馈电相位延迟结构示意图
为了直观了解相控阵扫描结果，图３．２２给出了ＣＳＴ仿真三维方向图，扫描角度分别为０。，１５。，３０。，４５。；图３．２３给出了相应的二维方向图，在／＝２６ＧＨｚ，实现扫描士４５。范围，增益下降小于３
ｄＢ，ｏ扫描时的旁瓣优于．１４ｄＢ。表３．３给
出相应的扫描方向图的参数结果。－ｙｙ
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计
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图３．２２天线阵列相控阵扫描三维方向图
图３．２３相控阵天线阵列扫描二维方向图
表３．３相控阵天线阵列扫描方向图参数ｙ
一０。一一一１５。
一一３０。………．４５。
折江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计３．５．３测试结果
在以上仿真基础上，我们通过阵列天线实物加工测试对其进行验证，此阵列
同时也应用于工程项目中。图３．２４给出阵列天线的实物图，左边的图是正面，右边的图是背面，可以看到天线外围加了一圈铝制结构，这个是为了在提供馈电，将微带馈电与波导连接，再与后端控制电路相连，以实现各个天线单元的相位控制。图３．２５给出的是整个测试框架图。
图３．２４平面直边槽天线阵列加工实物图
图３．２５测试框架图
在对辐射方向图的测试中，由于设备的限制只能分别测量Ｅ面和Ｈ面的辐射
方向图的幅度信息，并不能测到相位信息，因此结果中分别给出天线不同方向时通过接收喇叭天线的水平放置和垂直放置得到的辐射信方向图，分别为Ｅ面和Ｈ面的方向图，设定阵列的某一方向为ｘ方向，另一方为Ｙ方向。图３．２６给出了阵列天线的归一化方向图，可以看到，天线Ｅ面和Ｈ面基本曲线吻合，天线在２６ＧＨｚ圆极化特性较好，主瓣宽度有±３０。，第一旁瓣增益也优于．１４ｄＢ，与仿真结果相符。
在对天线增益的计算中，由于测试系体统发射机接收机０ｄＢｍ，输入功率
．８．５ｄＢｍ，喇叭天线标准增益为２５．３ｄＢｉ，标准天线测得的增益为．２５．７ｄＢ，由此计算得到Ｅ面和Ｈ面各自的增益，最后计算得到实测增益为１７．５ｄＢ，与仿真得到的结果基本一致。
（ａ）．９０．６０．３０Ｏ３０６０９０
０（ｏ）
（ｂ）
——Ｅ面
………Ｈ面
图３．２６平面直边槽天线阵列测试结果归一化方向图
（ａ）天线阵列Ｘ方向水平放置，（ｂ）天线阵列Ｙ方向水平放置
图３．２７给出了以上４种情况的扫描方向图，每个图中的四条曲线也对应仿真，
分别为００，１５０，３００，４５０的扫描角度，可以看到在天线阵列Ｘ方向放置的时候增益随着扫描角度下降比较大，在４５。时增益下降５ｄＢ，Ｙ方向放置的时候增益随着
扫描角度下降非常小，甚至优于仿真值。由于设计时天线阵列结构虽然排练是对称的，考虑到后端控制电路移相器的精度的影响，以及天线加工时可能出现一定加工误差，同时馈电网络的加工可能带来电长度微有不同，都有可能导致上述结果。从总体来看，天线阵列可以实现相控阵扫描，并且性能基本符合要求。
图３．２７实测相控阵扫描图
（ａ）天线阵列ｘ方向水平放置的Ｅ面
（ｂ）天线阵列ｘ方向水平放置的Ｈ面
（ｃ）天线阵列Ｙ方向水平放置的Ｅ面
（ｄ）天线阵列Ｙ方向水平放置的Ｈ面
浙江大学硕士学位论文毫米波平面天线阵列及单元设计３．６本章小结
本章详细介绍了两种不同形状的毫米波平面天线的设计。首先介绍平面直边
槽天线单元的结构、参数特性研究以及圆极化的实现方式，给出圆极化直边槽天线单元的设计结果；随后介绍了平面转角槽天线单元天线的结构和设计结果，与平面直边槽天线相对比之后选择直边槽天线进行实物加工与测试，对其回波损耗、轴比带宽、圆极化特性与增益进行验证。在完成天线单元设计的基础上，对直边槽天线进行组阵，得到４ｘ４的圆极化天线阵列，通过仿真优化参数、设计相控阵，然后进行实物加工与测试，得到天线阵列增益１７．５ｄＢ，圆极化带宽满足需求，实现相控阵扫描＋４５０。
浙江大学硕士学位论文介质谐振天线ＤＲＡ阵列与单元的设计４介质谐振天线ＤＲＡ阵列与单元的设计
４．１引言
在本章中，采用介质谐振天线ＤＲＡ作为相控阵天线阵元，ＤＲＡ天线有以下几个特点：１）方向图在整个半球辐射空间更为均匀；２）天线损耗低；３）易实现圆极化；４）工作频带宽：５）天线尺寸小，组阵更灵活。
相比与平面天线，介质谐振天线在阵列设计中，由于其体积小，阵列间距可以减小至四分之波长，因此可以选择不同的方式组成圆极化阵列：采用４个线极化ＤＲＡ交叉馈电
的方式组成圆极化子阵列以形成圆极化阵列；也可采用圆极化单元ＤＲＡ直接组成天线阵列。本章将分别给出以上两种方案的设计结果，并对这两种方案进行对比。与上一章相同，本章设计仍然先从单元ＤＲＡ出发，对单元性能、圆极化实现方式以及设计结果等分别进行讨论分析，然后组成圆极化天线阵列，并通过仿真实现相控阵。
本章ＤＲＡ阵列设计仍然以２６ＧＨｚ为圆极化中心频率，其设计指标与第三章相同。
４．２ＤＲＡ单元的设计
４．２．１
天线原理和结构凡能够限定电磁能量在一定体积内振荡的结构均可构成电磁谐振器。这种振荡结构一般是由任意形状的电壁或磁壁所限定的体积，在外界的激励下结构内部产生微波电磁振荡。介质谐振器是一种具有存储能和选频特性的微波谐振元件，起功过原理类似于电路理论中的集总元件谐振器【１７１。
由高介电常数介质与空气界面的反射和折射情况可以得到结论高介电常数的界面与导体壁有着类似的特性，能使电磁波发生完全的或近似完全的反射。导体壁被称为电壁，其电场的切向分量为零，磁场的法向分量为零，电磁波被完全反射，合成场的电力线垂直与导体表面。而在高介电常数的介质界面上，磁场切向分量近似为零，入射波与反射波的磁场切向分量近似相抵消，合成场的磁力线近似垂直介质界面，于是高介电常数的介质表面可近似看成磁壁，只有当￡，趋向于无穷时，才能成为真正的
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