8 脉冲幅度分析器a

从探测器出来的脉冲信号经前置放大器和谱仪放大器放大后，需要进一步处理。处理方式根据不同实验要求一般分成以下几种：第一种是脉冲计数，即把所需的脉冲数目记录下来。例如放射性强度测量，即把所需的核辐射探测器输出脉冲数目用计数器或计数率计记录下来。在记录上述脉冲的同时要把不需要的信号（如噪声信号等）甄别掉。另一种处理方式是脉冲幅度分析。例如核能谱测量，核辐射探测器输出的脉冲幅度与核辐射的能量成正比，按脉冲幅度不同测量其计数，从而得到脉冲幅度谱（即能谱）。又如选择不同的能量范围，即选择不同的脉冲幅度范围。第三种方式是脉冲信号的时间分析，即测量有关脉冲信号之间的一定时间间隔关系。在核电子学中经常利用时间-辐度变换，把时间间隔的测量变成脉冲幅度的测量。此外，还有脉冲波形甄别。波形甄别实际上是一种时间甄别，所以可以归结成时间分析。高能物理或核医学中常用空间位置分析，空间位置通常转换成时间量。所以空间位置分析同样可归结成时间分析。

从上面的介绍可以看到，各种处理方式大多涉及到脉冲幅度信息的甄别和分析。所以核脉冲幅度的甄别和分析成为核电子学的主要研究课题。本章讨论幅度信息的甄别和分析方法，分别介绍用于幅度甄别、选择和分析的幅度甄别器、单道脉冲幅度分析器和模数变换器。

8.1 脉冲幅度甄别器

脉冲幅度选择的基本电路是脉冲幅甄别器。它有一个可变的阈电压，称为甄别阈。输入脉冲幅度大于给定的甄别阈时，输出一个脉冲，输入脉冲幅度小于给定的甄别阈时则无脉冲输出。有无脉冲输出可分别用逻辑“1”或逻辑“0”表示（可按TTL标准和ECL标准得到标准化的逻辑脉冲）。脉冲幅度甄别器的工作原理如图8.1.1所示。

图8.1.1 脉冲幅度甄别与脉冲幅度谱

（a）脉冲幅度甄别器；（b）脉冲幅度甄别工作波形；（c）脉冲幅度积分谱；（d）脉冲幅度微分谱

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在图8.1.1（a）中，VT为阈电平。当输入脉冲vi的幅度超过阈电平VT时，脉冲幅度甄别器输出一个数字信号v0（模拟信号变成数字信号）。若vi的幅度小于阈电压VT，则无数字信号v0输出。工作波形如图8.1.1中的（b）所示。

如果改变阈电平 VT，测量到相应的大于VT的脉冲数N(VT)。则所得到的N(VT)与VT的关系就是脉冲幅度积分分布，如图8.1.1.中（c）所示，通常称为积分谱。

在图8.1.1.（c）中，若从阈电平VTm1上的脉冲计数N(VTm1)中减去阈电平VTm上的脉冲计数N(VTm)，则可得到在阈电平VTm上，间隔VTVTm1VTm中的计数V(VTm)：

N(VTm)N(VTm1)N(VTm)

上式中N(VTm)就是脉冲幅度在某个阈电平间隔中的计数大小。N和VT的关系就是脉冲幅度分布曲线，也即是通常要测量的能谱曲线，如图8.1.1中（d）所示。

从上面介绍可知，图8.1.1（c）中的曲线可以表示为图8.1.1（c）中的曲线的“微分”。因此图8.1.1（d）中的曲线又可称为微分谱。反之，从图8.1.1（d）中的曲线的积分同样可得到图8.1.1（c）中的曲线。所以也可以把脉冲幅度甄别器称之为积分甄别器。

用积分甄别器来获取幅度谱（微分谱）时，需要将测量的数据进行相减计算。所以不仅很花费时间，而且还会增大误差。为此，要求设计直接测量幅度谱的微分甄别器，即单道脉冲幅度分析器。

在脉冲幅度甄别过程中，由于探测器的输出脉冲具有一定的上升时间（核辐射探测器的电荷收集时间），所以对一定的阈电平，两个幅度不同的脉冲（假设其上升时间相同），其触发时刻不同。这种情况的工作波形如图8.1.2（a）所示。

从图8.1.2（a）可见，幅度大的脉冲先时间）误差tt2t1。

另外，一个幅度一定的脉冲，在不同阈电平时，触发时刻也不相同。此时的工作波表如图8.1.2（b）所示。当阈电平为VT1时，触发时刻为t1，当阈电平为VT2时，触发时刻为t2。可见阈电平低则先触发，阈电平高则后触发，从而产生定时误差tt2t1。

对于一般的脉冲幅度分析（能谱测量），上述的定时误差对测量结果不会产生什么影响，故可不予考虑。但是，对于时间分析，则必须解决这种定时误差问题。具有定时功能的甄别器称为定时甄别器。具有定时功能的单道脉冲幅度分析器称为定时单道脉冲幅度分析器。这些内容可参考有关资料。

图8.1.2 脉冲幅度甄别器中的定时误差

（a）阈电平一定，幅度不同 （b）阈电平不同，幅度相同

触发，其触发时刻为t1；幅度小的脉冲后触发，其触发时刻为t2。由此产生定时（即触发

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8.1.1 脉冲幅度甄别器的一般要求

脉冲幅度甄别器是将输入模拟脉冲转换成数字逻辑脉冲输出的一种装置。理想的脉冲幅度甄别器应该具有以下的功能：当一个输入脉冲的幅度超过一定阈电平时，则输出一个数字脉冲，而与输入脉冲的幅度、上升时间、宽度等参数无关。若输入脉冲的幅度低于给定的阈电平则无输出脉冲。

由此可知，一个理想的甄别器应该有快速响应性能，它能够处理两个时间间隔十分相近的脉冲。这种时间间隔的最小值称为脉冲幅度甄别器的死时间。显然，理想甄别器的死时间应是常数，它与输入脉冲的形状无关。从而可以精确计算计数损失。甄别器的定时时刻应该尽量接近输入脉冲前沿的过阈点。甄别器输出脉冲除了它的起始时刻外，它的幅度和宽度应该是标准的，与输入脉冲的参数无关。此外，理想甄别器应该有足够高的触发灵敏度，甄别阈有足够大的动态范围。甄别阈足够稳定，不随环境温度、电源电压、输入脉中形状和宽度而变化。对于一个实际甄别器不可能全部满足上述要求。一般根据不同的测量对象，侧重于某些方面的要求。例如，在核能谱测量中，为了得到好的能量分辨率，要求降低噪声和脉冲堆积的影响。所以通常选择滤波成形电路时间常数为微秒量级。脉冲计数率不能太高。因此在这种系统中的脉冲幅度甄别器不需要快速恢复的性能，但是甄别阈的精度和稳定性则要求很高。

实际甄别器根据其速度不同分为中（低）速甄别器和高速甄别器（快甄别器）两类。 当脉冲计数率增高时，脉冲堆积对能量分辨的影响成为主要因素，脉冲的宽度必须很窄。此时的甄别器应该具有快速响应和快速恢复的性能。但是如果不要求有好的脉冲幅度的甄别精度，这时成为一个定时电路。若要求好的幅度甄别性能，则为快甄别器。

脉冲幅度甄别器主要的技术指标为： （1）输入灵敏度

甄别器的输入灵敏度指甄别器能输出脉冲的最小输入脉冲幅度。一般为几十毫伏，灵敏甄别器可达到十毫伏左右。输入灵敏度受到甄别阈的涨落、温度稳定性、噪声等因素的限制。在快甄别器中还受到输入脉冲的反射率的限制。

（2）甄别阈范围

一般甄别器的甄别阈范围为几十毫伏到几伏。最大阈电平与最小阈电平之比称为甄别器的动态范围。例如，最大阈电平为5.00V，最小阈电平为50mV，则动态范围为100。动态范围通常在30到1000之间。

（3）甄别阈稳定性

甄别阈稳定性通常包括三个方面：温度变化的稳定性，市电变化的稳定性及长时间漂移的稳定性。温度变化的稳定性一般为（0.1—2）mV/℃。

（4）甄别阈线性 一般为1%－0.1%。 （5）甄别阈涨落或阈模糊区

这一指标决定甄别器的甄别精度，通常其大小为零点几毫伏到几毫伏。

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（6）甄别器速度

它表示甄别器响应和恢复的快慢。通常用双脉冲分辨时间和最高输入脉冲频率来表示甄别器的速度。双脉冲分辨时间是指电路能正常工作时的两个相邻输入脉冲前沿之间的最小时间间隔。甄别器的双脉冲分辨时间一般为几个μs到几个ns，最高输入脉冲频率为几百kHz到几百MHz。双脉冲分辨时间更适合于表示甄别器在随机输入脉冲作用下的性能。此外，对快甄别器还给出输出脉冲对输入脉冲的延迟时间。

（7）输出脉冲的幅度、宽度

通常甄别器输出脉冲的幅度和宽度是不变的。

8.1.2 甄别器电路实例

甄别器电路类型很多，常用的甄别器电路有二极管甄别器、射极耦合触发器（施密特电路）、交流射极耦合触发器、集成电压比较器和隧道二极管甄别器等。只有在要求不高时才用二极管甄别器。隧道二极管（超高速型）具有极高的速度，所以用来构成快甄别器，集器甄别器具有电路简单、调整方便、稳定性好、灵敏度高（因而动态范围大）、速度快等特点，所以成为目前脉冲甄别中使用最广泛的甄别器。

下面给出几个常用甄别器的实例。 1．集成电路脉冲幅度甄别器

图8.1.3是一个单道脉冲幅度分析器中的中速集成电路甄别器。这种甄别器的电路简单、阈值稳定、调整也比较容易。

甄别器由BG307型电压比较器接成交流耦合施密特电路而构成。脉冲信号接到电压比较器的反相输入端，而同相端则加上阈电平VT。比较器的输出信号经过电容

反馈到同相端，为正反馈连接方式。

图8.1.3 中速集成电路甄别器

平时，甄别器输出处于高电平VH，当输入信号vi的幅度超过阈电平VT时，甄别器触发，输出电压跳变，从高电平VH到低电平VL。输出脉冲的幅度为两者之差(VHVL)。甄别器的滞后电压VHY由下式决定：

VHYR4//R2(VHVL)

R3R4//R2 （8.1.1）

上式中符号“//”表示两个电阻并联。

在（8.1.1）式中，R2510,R35.1k,R4100。则可算出VHY约为0.042V。

甄别器的滞后电压决定了输入灵敏度约为50mV。输出脉冲前沿约20ns。这种甄别器具有较好的甄别特性，稳定性也比较好。阈值长期漂移小于10mV/8h（典型为2mV/8h）。阈值的温度不稳定性小于1.5mV/℃（典型值为0.2mV/℃）。甄别器的速度受比较器BG307

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性能限制（BG307的前沿为20ns，后沿为100ns），所以速度不高，最高重复频率约为几个MHz。若要提高甄别器的速度，则需用快速的集成比较器。

图8.1.4给出一个由快速电压比较器AM685构成的高速脉冲幅度甄别器。 由AM685组成一个施密特触发电路。输出端由电阻5.1kΩ反馈到同相端。输入信号经过二极管D1和D2限幅，以便保护比较器AM685。

从比较器输出的信号经过微分和成形后到输出级，输出一定幅度和宽度的脉冲信号。由于使用了高速比较器，这个甄别器的双脉冲分辨时间约为9ns，最高重复频率可以大于100MHz。阈值范围为－30mV——－1000mV。阈值温度稳定性小于0.2%/℃（20~50℃）。

2．隧道二极管甄别器

图8.1.5是一个150MHz快甄别器的隧道二极管甄别单元原理图。它由电压-电流转换器、隧道二极管甄别级、返回调节电路和放大器等部分组成。

图8.1.4 快速集成电路甄别器

图8.1.5 隧道二极管甄别器

（a）隧道二极管甄别单元；（b）隧道二极管特性

电压-电流转换电路把输入脉冲电压信号转换成电流信号，再用这个电流信号去触发隧道二极管甄别器，隧道二极管的电流ITD由恒流源I2供给。恒流源电流可以调节，由此改变隧道二极管甄别器的阈电流大小。返回调节电路用来减少隧道二极管甄别器的滞后电流。

从图8.1.5中的（a）电路可以得到输入电流I1、隧道二极管电流ITD与恒流源电流I2之间的关系：

ITDI1I2

（8.1.2）

在图8.1.5（b）中给出隧道二极管特性曲线。设隧道二极管的峰电流为Ip，由输入电压信号vi产生电流I1。当I1足够大时，隧道二极管电流达到峰电流Ip，从而进入隧道二极管的负阻区，引起雪崩过程，而输出一个负电流脉冲（图中从A点到C点或从A点到C点）。这个负电流脉冲再经过下一级放大输出。当恒流源电流I2改变时就改变了阈电流。

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当输入信号结束时，隧道二极管工作点从C点（或C点）经过B点回到A点（或A点）。可见甄别器的滞后电流IH为：

IHICIB

为了减少滞后电流，可以使用返回调节电路。这个电路能限制隧道二极管的工作点，： 使得其工作电流限制在D点，如图8.1.5（b）所示。由此，滞后电流减少为IHIDIB IH上述图8.1.5中隧道二极管甄别单元只是整个快甄别器中的一个部分。实际的快甄别器整个电路框图如图8.1.6所示。

图8.1.6 快甄别器框图

整个快甄别器除隧道二极管甄别单元外，还包括输入限幅、放大、成形、输出等部分。由于使用隧道二极管甄别，所以速度很快。这个快甄别器的主要指标为：最大计数率150MHz；双脉冲分辨时间小于7ns；甄别阈范围为－30mV到－600mV；甄别阈温度稳定性小于0.3%/℃；输出脉冲上升时间与下降时间皆为2ns；输出脉冲宽度为3ns到800ns可调。

8.1.3 脉中幅度甄别器的使用——半计数法

脉冲幅度甄别器可用来测量脉冲幅度或标定脉冲幅度。这时，所测脉冲幅度是一定的。改变甄别器的甄别阈则可测得不同幅度的脉冲。图8.1.7就是用脉冲幅度甄别器测量脉冲幅度的方框图。

设输入脉冲幅度为vi，计数率为n，甄别器的甄别阈为VT。当vi稍为大于VT时，甄别器触发，在计数率计上可得到计数率为n的信号。但是，从脉冲幅度甄别器工作原理可知，只要i大于VT，而不管i超过VT幅度值的大小如何，甄别器都会有输出。这样，由同样，若甄别器不被触发，即i稍小于VTVT的大小来确定i的数值会产生很在测量误差。

时，用计数率计的计数为零来测量脉冲幅度，由于i小于VT，不管i低于VT多少幅度值，

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皆无输出。所以也不能用VT的大小来确定vi的数值，它同样会产生大的测量误差。为了正确测量脉冲幅度，可以采用“半计数法”。半计数法是使阈值VT（或幅度vi）与幅度vi（或阈VT）相接近，从而使甄别器处在有一半输入脉冲触发的状态中，即在计数率计中指示为n/2。图8.1.8中的（a）、（b）和（c）、（d）分别表示iVT、iVT和iVT三种情况，即对应计数率计为全计数(n)、全部不计数（0）和半计数(n/2)的情况。只有i和VT很接近时，甄别器处于一半输入脉冲触发，一半输入脉冲不触发的所谓“半触发”状态，才是半计数。

图8.1.7 脉冲幅度甄别器测量脉冲幅度

图8.1.8 甄别器的全计数（a）、全不计数

（b）和半计数（c）、（d）

显然，理想的脉冲（幅度）和理想的脉冲幅度甄别器是不存在半计数（半触发）状态的。但是实际的脉冲幅度必然存在分布和涨落，实际的甄别器同样存在甄别阈的涨落，所以总是存在半计数（半触发）状态的。通常也是定义输出脉冲计数率等于50%输入脉冲计数率时的输入脉冲幅度值为甄别阈值。采用半计数法不但能减少测量幅度的误差，还能减少脉冲幅度和甄别阈涨落带来的测量误差。当用标准脉冲标定甄别阈时，同样采用半计数法。

8.2 单道脉冲幅度分析器

8.2.1 单道脉冲幅度分析器工作原理

单道脉冲幅度分析器（微分甄别器）要求只有输入脉冲幅度落入给定的电压（阈电平）范围(VUVL)之内时，才输出逻辑脉冲。而输入脉冲幅度小于VL或大于VU时皆无输出脉冲，它的逻辑功能如图8.2.1所示。

图中VL为给定电压范围的下限电压，称为下阈电平（阈值）；VU为上限电压，称为上阈电平（阈值）；上阈电平与下阈电平之差VWVUVL，称为

图8.2.1 单道脉冲幅度分析器工作原理

道宽（或窗）；VC1/2(VUVL)称为道中心。

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从图可见，第①号脉冲幅度低于下阈电平VL，则无脉冲输出；第②号脉冲幅度落在下阈电平VL和上阈电平VU之间，则有脉冲输出；第③号脉冲幅度大于上阈电平号脉冲幅度大于上阈电平VU，无脉冲输出。

因此，若保持道宽VW一定，改变VL（VU同时改变而VW不变），测量不同VL时的输出脉冲计数N，就可得到幅度谱，即微分谱。这是人们早期测量能谱曲线的简单方法。但是每测一个能谱仍需逐点改变阈值，既费时间，又容易受到仪器不稳定性影响，测量误差比较大。现在一般都用多道脉冲幅度分析器测量能谱。但是单道脉冲幅度分析器结构简单、价格便宜，可以用它选择感兴趣的幅度范围或选取一定的能量范围的信号作为校正信号等等。所以仍然有较广泛的用途。

单道脉冲幅度分析器的基本结构如下图8.2.2所示。 从图8.2.2的结构可见，单道脉冲幅度分析器由上甄别器、下甄别器及反符合电路组成。

反符合电路的逻辑功能为：在给定的时间间隔内，只有符合信号输入端单独有信号时才有输出信号；若反符合端入端（或

图8.2.2 单道脉冲幅度分析器结构

称禁止端）和符合端皆有输入时则无输出。或者说反符合信号把符合信号“反”掉了，所以称反符合电路。因此反符合电路逻辑功能如表8.1所示。

表8.1 符 合 端 反符合端 输 出 端 1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 0

设上阈电平为VU，下阈电平为VL,VUVL，上甄别器输出接反符合电路的反符合输入端，下甄别器输出接符合输入端，输入信号按其幅度i的大小分成以下三种情况：

（1）viVL：上、下甄别器皆无输出，反符合电路无输出。 （2）VLviVU：上甄别器无输出，下甄别器有输出，反符合电路有输出。

（3）viVU：上、下甄别器皆有输出，反符合电路无输出。

因此图8.2.2中的电路结构原则上能实现单道分析器的功能。

但是，在实际工作中，由于输入脉冲信号具有一定的上升时间和下降时间，电路在工作时序上还会产生问题，如图8.2.3所示。

图8.2.3 单道脉冲幅度分析器

的定时误差

在图中，vi为输入电压信号，vU0为上甄别器输出脉冲，vL0为下甄别器输出脉冲。由于vi有一定的上升时间和下降时间，下阈电平VL小于上阈电平VU，使vL0比vU0产生得

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早，而结束得晚，即vL0比vU0宽。因此，上甄别器的输出信号vU0作为反符合信号不能完全禁止下甄别器的信号输出。从而在反符合电路输出端出现两个不应有的假信号，造成逻辑上的错误。

解决上述的错误动作问题可以有多种办法。最直接的办法是，延迟下甄别器输出脉冲0，再拉宽上甄别器输出脉冲vU0成为vU0。从而使得作为反符合信号的vU0可完vL0成为VL全禁止下甄别器的vL0输出。一个采用这种方法的单道脉冲幅度分析器电路结构框图如图8.2.4中的（a）所示，图8.2.4中的（b）为其工作波形图。当输入信号幅度超过上阈时，被0足以“盖住”下阈输出信号v拉宽后的上阈输出信号vUL0，则电路不产生输出信号。

图8.2.4 单道分析器的完整结构

（a）结构方框图；（b）工作波形

8.2.2 单道脉冲幅度分析器实例

下面介绍一个单道脉冲幅度分析器的NIM插件实例。图8.2.5和8.2.6分别是它的原理方框图和工作波形图。

图8.2.5 实际单道分析器原理框图

从图8.2.5可见，输入信号vi经过衰减器和基线恢复器以后加到上、下甄别器。上、下甄别器是由集成电压比较器构成的集成电路甄路器，其电路可以参看上节图8.1.3。

图8.2.5电路中解决错误动作的逻辑结构与前面所述的方法有所不同。下甄别器输出脉冲用后沿触发的单稳态电路使输出脉冲延迟并用相加电路延长脉冲持续时间；当上甄别器有输出时，再利用低电平RS触发器和或非门完成反符合电路的功能。

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图8.2.6 实际单道分析器工作波形

在图8.2.6的工作波形中，上甄别器触发后经成形输出负脉冲为vU0，下甄别在触发后则成形输出为正脉冲vL0。负脉冲vU0加到RS触发器的S端。正脉冲vLo同时加到相加电路和单稳态电路上。vLo的后沿触发单稳态电路。单稳态电路输出宽度零点几微秒的正负两上脉冲，正脉冲vM1加到相加电路上，负脉冲vM2作为下甄别器输出由单稳态成形延迟后的信号加到或非门的②端上。单稳态电路输出的正脉冲vM1和下甄别器输出正脉冲vLo在相加电路中相加，得到比vLo宽零点几微秒的正脉冲。这个正脉冲加到RS触发器的R端。RS触发器的Q输出端加到或非门的①端。或非门有否输出决定于RS触发器的Q输出端状态。

单道分析器的工作可以分两种情况：VUviVL和viVU。

当VUviVL时，即输入信号号幅度vi超过下阈vL，而低于上阈VU时，上甄别器无输出，其输出端vUo保持“1”电平，使RS触发器S端仍为“1”电平，而R端起始为“0”电平，故RS触发器 输出端始终保持起始的“0”电平。下甄别器在输入信号作用下输出正脉冲，其后沿由单稳成形后的vM2加到或非门的②端，因为此时或非门的另一端①连接Q输出端为“0”电平，故vM2通过或非门产生正的输出脉冲vo。

当viVU时，输入信号幅度vi超过上阈VU时，RS触发器被上甄别器输出信号vUo的负沿置“1”态，Q端输出高电平，直到vM1信号结束时刻触发器的R端下跳到“0”电平时才复位，所以或非门被封锁，不允许vM2信号输出。

实际单道脉冲幅度分析器插件的具体电路如图8.2.7所示。它由基线恢复器、衰减器、甄别成形级、反符合逻辑、输出放大级等部分组成。

在输入端有一个基线恢复器，它的作用是保证单道分析器在高计数率输入信号下不产生明显的基线偏移。输入信号是通过1/2衰减器加到上、下甄别器，这是为了把单道分析器允许的输入脉冲幅度扩大到10V。因为由集成电压比较器构成的上、下甄别器本身最大

允许输入信号约为5V到7V。

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图8.2.7 实际单道分析器电路图

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上、下甄别电路的阈电平通过参考电压运算器供给，它的结构如图8.2.8所示。

图8.2.8 参考电压运算器

参考电压运算器是由上、下运算放大器BG305D组成的加法器和减法器以及精密的参考电压源构成。两个高稳定稳压管2DW7C提供稳定的参考电压并经过两路十圈电位器分别提供阈和道宽的参考电压（分别用VT和VW表示），再接到加法器和减法器的输入端，在它的输出即可分别获得上、下甄别器的阈电压。籍助于开关很容易实现道宽的对称和非对称调节。

在道宽非对称调节时，加法器输出电压为上甄别器阈值VU：

VU1(VTVW) 2减法器此时为一倒相器，其输出电压为下甄别器阈值VL：

1VLVT

2可以看到，当VT改变时，VU和VL同时改变，而道宽为1/2VW。电路中由于参考电压源和其它电路电源公用，所以电压值较高，而VL和VU不要这么大，所以加法器和减法器的传输系数均设计为1/2。

在道宽对称调节时，加法器输出电压为上甄别器阈值VU：

1VU(VTVW)

2减法器输出电压为下甄别器阈值VL：

1VL(VTVW)

2所以道宽为VW。可以看到，在调节道宽时，上阈VU和下阈VL的变化大小相等，方向相反，而保持道宽中心不变。这时道中心为1/2VT。常称为单道分析器的阈。利用这种调节方式，测峰面积比较方便。将道中心调到阈位，调节道宽时不需要再调阈。应该注意的是，对称·12 ·

调节时道宽的数值为非对称调节方式时道宽的两倍。而且VT不能小于道宽VW，即VTVW不能为负值，否则工作不正常。

从电路图8.2.7可见，输入信号经过上、下甄别器输出后加到甄别成形级。上甄别成形级和下甄别成形级都是由双与非门构成的施密特电路。不同的只是上甄别成形输出负脉冲，下甄别成形输出正脉冲。RS触发器和单稳态电路也是由双与非门构成的，并且和或非门完成反符合逻辑功能。

或非门的输出电平较低（约4V），为了提高输出电平，加了一个输出放大级。放大级由T10、T11、T12构成。T10和T11为截止放大器，当静态时T10截止，截止阈值为1V。这样可以防止反符合门的微小漏信号导致输出。或非门有信号输出时，经截止放大器放大，再经T12射极级输出。

8.2.3 单道脉冲幅度分析器技术指标

单道分析器的技术指标可以类似于脉冲幅度甄别器，包括阈范围、线性、稳定性、输入输出特性、分辨时间等等。但是单道分析器还应有道宽方面的指标，即道宽范围、道宽线性、道宽稳定性等。

下面给出图8.2.7中的单道脉冲幅度分析器的技术指标。 （1）动态范围

阈值范围：0.1V到10V（或100∶1） 道宽范围：0V到5V（非对称状态）

0V到10V（对称状态）

由前面分析已知，非对称道宽时的阈值为下甄别阈电平，而对称道宽时的阈值为道中心电平，非对称道宽等于对称道宽的一半。

（2）线性

阈值线性：积分线性好于0.4%（典型0.15%）。道宽线性：从0.1V到5V（非对称）线性好于0.5%（典型值0.2%）。从0.2V到8V（对称）线性好于1%（典型值为0.3%）。

（3）八小时稳定性

阈值漂移：小于10mV（典型值2mV）。 道宽漂移：小于10mV（典型值1mV）。 （4）温度系数

阈值变化：小于1.5mV/℃（典型值0.2mV/℃）(0—40℃)。 道宽变化：小于1.5mV/℃（典型值0.1mV/℃）（0—40℃）。 （5）双脉冲分辨时间

小于0.5μs（典型值为0.3μs）。 （6）最高计数率

不小于1MHz（典型值为3MHz）。

（7）输入脉冲要求：极性正或负，前沿不小于30ns，宽度0.1μs到100μs。输入阻抗23kΩ（正极性）、7kΩ（负极性）。

（8）输出脉冲为正极性：幅度6V，宽度0.3μs，前沿50ns。

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8.3 幅度-数字变换

8.3.1 用于幅度分析的模数变换器及其基本性能

幅度分析是指测量信号幅度的分布，即按信号幅度大小进行分类计数。用于幅度分析的模数变换器是核电子学中的一个重要内容。

上节已经介绍，用单道脉冲幅度分析器测量能谱需要逐道改变阈值，一道一道地测量。每次只能获取一个道宽内的脉冲数目。如果用多个单道分析器叠加在一起（相邻上下道的上道下阈和下道上阈相同，每个单道的道宽相等），并用多个计数器，则可同时获得多个道的计数，如图8.3.1所示。这就是叠加单道组成的多道分析器，或称多重甄别器组成的多道分析器。

图8.3.1 叠加单道组成的多道分析器

从图8.3.1可以看出，不同幅度的输入脉冲进入不同的单道分析器，并且在相应的计数器中计数。这种方案原理简单，但是当道数很多时，设备过于庞大，而且各个单道分析器的道宽也很难一致和稳定，所以这是早期的方法。

到了50年代，人们开始采用模数变换方法和存储器技术，研制成多道脉冲幅度分析器。所谓模数变换就是将脉冲幅度变换成数字量，即按脉冲幅度大小分类编码，然后分别记入存贮器相应的各个地址单元中。这样就大大提高了测量精度和效率。

图8.3.2给出了输入信号经过模数变换器后按幅度大小分类编码和存贮相应计数的工作示意图。

图8.3.2 幅度-数字变换示意图

（a）脉冲幅度变成数字码；（b）道号和道址

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模数变换器按一定的幅度间隔将输入信号分类，每一类有一个与幅度大小成比例的数码（通常是二进制码）。例如，按输入信号幅度1V的间隔分类，则输入信号幅度vi为1V的脉冲分类号为“1”，相应二进制码为“001”，输入信号幅度vi为5V的脉冲分类号为“5”，相应二进制码为“101”。每一分类称为一道，分类号也就是道号m。相应于不同道号m，在存贮器中有相应的第m个存贮单元，或相应的地址单元。输入信号存入第m个存贮单元后，此存贮单元中的计数加1。所以m又称地址码或道址码。

图8.3.3（a）和（b）是模数变换器的工作过程示意图及幅度谱直方图。

在图8.3.3（a）中，将输入脉冲幅度分成8类，每类幅度间隔为H，H称为道宽。8类就是8道，m=8。每道所编的十进制码为：0，1，2，3，4，5，6，7。对应的二进制码为：0000，0001，0010，0011，0101，0110，0111。每个道址码就相应于一类输入幅度。

图8.3.3 模数变换器的工作过程（a）和幅度谱直方图（b）

一个幅度为A的输入信号，经过模数变换后得到与A成比例的道址码m：

mA H第1个信号的幅度属于第2道，应存入第2个存贮单元；第2个信号的幅度属于第4道，应存入第4个存贮单元；„„。如果将各个存贮单元的计数n顺序地排列起来，得到n和m的关系，即幅度谱直方图，如图8.3.3（b）所示。

由此可见，模数变换是一种量化处理，即把连续的模拟量（幅度）变换成离散的数字量（道址码或地址码m），所以模数变换是用一系列等间隔的量化电平将幅度分成为多少类。一个量化级数相应于模数变换器的一个道。每个量化电平都是道边界。相邻的两个量化电平组成一道。相邻两个量化电平间的差值称为模数变换器的单个道宽h，所有单个道宽的平均值称为模数变换器的道宽H。道宽越小则幅度分类越细，模数变换器的精度也就越高。量化电平数用L来表示，最大量化电平数为Lmax。最低量化电平称为零点。所以最大量化电平数Lmax就是模数变换器的道数。

模数变换器的精度还常用变换系数（又称变换增益）来表示。变换系数P可定义为每单位幅度可变换成多少道数。显然，变换系数与道宽是倒数关系。通常道宽H的单位是毫伏，而变换系数的单位是[道/伏]。所以：

道103毫伏P 伏H道

（8.3.1）

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模数变换器的道宽H（或P）和量化电平数L通常都可以调节以适应不同的需要。

模数变换器的精度另一种表示方法是分辨率。分辨率表示模数变换器相应于能分辨的最小模拟量变化值的数字值。所以分辨率R等于最大量化电平数Lmax或最大变换道数的倒数：

R1Lmax （8.3.2）

例如，一个最大量化电平数为8192的模数变换器，其分辨率R为1/8192。近年来，由于集成化的模数变换器逐渐增多，所以用分辨率来表示模数变换器精度也逐渐增多。

通常所说的“8192ADC”，“8192”就是指变换的最大道数，或最大量化电平数。对于集成化的模数变换器，数字常用二进制表示，所以往往用二进制的位数来表示ADC。如上述的“8192ADC”，8192相当于213，所以可称为十三位ADC。4096ADC则称为十二位ADC等等。

模数变换器可分析的最大信号幅度Amax由道宽H和量化电平数L决定：

AmaxHL

（8.3.3）

或用变换增益P表示：

AmaxL P （8.3.4）

一般情况下，模数变换器可分析的最大信号幅度（电压脉冲）不超过10V。所以若道宽小则模数变换器的道数就大，即：

LmaxAmax Hmin （8.3.5）

（8.3.5）式中Hmin为最小道宽值。

模数变换器的输入信号幅度A和道数m之间的关系称为模数变换器的幅度响应，即mf(A)。这个关系如图8.3.4中所示。

从图8.3.4可以看到，曲线f(A)的第一阶梯对应的幅度间隔(Ai1Ai)就是模数变换器的单个道宽hi。阶梯的斜率为变换系数Pi。理想情况下，单个道宽hi等于平均道宽H，单个变换系数Pi等于平均变换系数P。斜率线和横轴（输入幅度）的交点为a0，即模数变换器的零点。所以斜率包迹线可表示为：

mP(Aa0)

（8.3.6）

其中m取整数。（8.3.6）式就是图8.3.4中模数变换器的幅度响应。

实际模数变换器的幅度响应不是理想的，斜率包迹线不是直线，所以m和A之间的关系不是线性关系。这种非线性误差

图8.3.4 模数变换器的幅度响应

称为积分非线性。另外，实际模数变换器的各个单个道宽hi并不相等。所以模数变换器的

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平均道宽H和单个道宽hi存在偏差，这种非线性偏差称为微分非线性。

上面所述的模拟信号不仅指脉冲幅度，还有时间间隔等也是模拟信号。但是习惯上模数变换通常指幅度-数字变换，简称为ADC（其他模拟量变换则指明模拟量，如时间-数字变换）。

模数变换器已广泛用于电子学的各个领域，它是联接模拟信号处理系统和数字信号处理系统的关键环节。在核电子学测量系统中，核辐射探测器的输出信号在经过各种模拟处理后，也要通过模数变换将模拟量变成数字量，再由数字系统（多道分析器的主机、计算机等）进行分析和处理。需要注意的是，核电子学中测量随机脉冲幅度分布的模数变换器，不同于一般商品生产的模数变换器集成电路。其主要特点是对快速随机脉冲幅度进行模数变换，要求保持脉冲峰值而不是对慢变化进行采样保持。它要求有好的微分非线性，一般不超过最低位的±1/100位，而不是象一般模数变换器只要求精确到最低位的±1/2位或±1/4位。因此幅度分析用的模数变换器有较高的技术要求，可称之为谱仪模数变换器。一般模数变换器要作成谱仪模数变换器时需要附加一些电路以改善其性能。

8.3.2 线性门和模拟展宽器

在幅度分析用模数变换器中，线性门和模拟展宽器都是不可缺少的组成单元。 一、线性门

线性门的功能在上一章已经介绍。它是传输脉冲模拟量的门电路，信号是否能够通过是由门控信号来决定的。但是它又不同于逻辑门电路，因为在开门时要求信号能无畸变地（或线性地）通过。线性门在核电子学中有不少应用，因为核脉冲信号是随机分布的，在许多情况下，要求对被分析的脉冲进行选择，使信号在指定时间通过门电路，按实验测量要求，对信号进行筛选或取样。

一个理想的线性门工作原理如图8.3.5（a）所示。

图8.3.5 线性门工作原理

线性门可分为常闭线性门和常开线性门。常闭线性门在静态时门关闭，只有在开门信号vs(t)作用下门才打开。它的传输函数为：

1有vs(t)时H(S)

0无vs(t)时

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工作波形如图8.3.5（b）所示。

常用线性门的工作和常闭线性门的相反，静态时为开门状态，允许信号通过，仅在关门信号vS(t)作用时门才关闭。它的传输函数H(S)为：

0有关门信号vs(t)时H(S)

1无关门信号v(t)时s图8.3.5（c）给出常开线性门的工作波形。

线性门电路有串联线性门和并联线性门，还有串并联混合线性门等几种基本形式。如图8.3.6中给出了串联线性门和并联线性门的原理结构图。图8.3.6中的（a）是串联线性门，它由模拟开关S和电路串联组成。模拟开关S由门控信号vs(t)控制。当S断开时，线性门关闭，S闭合时，线性门打开。

图8.3.6 串联线性门结构（a）和并联线性门结构（b）

图8.3.6中的（b）是并联线性门，它由模拟开关S和电路关联组成，它受门控信号vs(t)控制，当S闭合时，线性门关闭，S断开时，线性门打开。

在实际电路中可以用二极管、三极管、场效应管等有源元件作为模拟开关。显然，这些元件都不是理想的开关。有源元件处于导通状态相当于开关闭合，其导通电阻R0很小，但不等于零。有源元件的截止状态相当于断开开关，此时截止电阻Roff很大，但不是无穷大。此外，构成开关的每个元件必然有寄生电容、极间电容存在，都对信号传输带来影响。这些使得实际使用的线性门存在各种各样的不足之处，因此就要讨论线性门的特性，给出衡量线性门优劣的性能指标。

线性门的性能指标通常有以下几方面： （1）开门特性

线性门开门时要使信号以最小畸变通过，它类似于对谱仪放大器的要求，如线性、稳定性和瞬态特性都要好。

由于有源元年的内阻（例如二极管的内阻）具有非线性，线性门的传输系数不是常数，而是随信号幅度大小而产生变化，这就是线性门的非线性。电路设计中要尽量减小这种非线性。

（2）关门特性

线性门关门时，要求输出端对任何输入信号均无信号输出，但实际上却存在台阶、漏信号。

1）台阶 在没有输入信号条件下，线性门在开和关两种状态时输出端静态电平不一

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样，在门信号vs(t)的作用下，输出端也会出现相应的矩形信号。这种开门和关门时输出端静态电平之差值称为线性门的台阶，如图8.3.7所示，通常要求台阶小而且稳定。

从图8.3.7可以看到，线性门的台阶是由于元件的Ron和Roff产生的。

2）漏信号 在关门状态时，由于存在分布电容、极间电容以及器件的漏电流等因素，使得输入端到输出端之间的阻抗不是无限大，输入信号总会有一些要漏到输出端去，这就称为漏信号，其波形如图8.3.8（a）所示。一般要求线性门的漏信号不大于输入信号幅度的10

－3

到104。

－

图8.3.7 线性门的台阶

（a）开状态；（b）关状态；（c）台阶的定义

（3）开关的过渡特性 1）开关干扰（瞬变）

在无输入信号的情况下，由于门控信号vs(t)的作用，线性门在开和关的瞬间在输出端产生的瞬变干扰信号。开关干扰如图8.3.8中的（b）所示。一般线性门的开关干扰脉冲较窄，但大小约为几毫伏到几十毫伏。

2）开关速度 线性门在门控信号vs(t)作用下，无论从关门状态到开门状态，或从开门状态到关门状态都有一定的过渡过程。通常用开门时间(ton)和关门时间(toff)表示开关速度的快慢。ton和toff如图8.3.9所示。

图8.3.8 线性门的信号（a）和开关干扰（b）

图8.3.9 线性门开门时间和关门时间

在图8.3.9中，在输入端加上等于动态范围的直流电平，由门控信号vs(t)开门时上升到50%时刻到输出信号v0(t)上升到50%时刻之间的时间间隔称为开门时间ton。同样，由vs关门时下降到50%时到vo下降50%时之间的时间间隔toff称为关门时间。

线性门特性还有动态范围、输入阻抗、零点、零点稳定性、传输系数稳定性、波形畸变、基线偏移、基线涨落等。

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下面介绍一个线性门实例。

图8.3.10（a）是模数变换器中的一个线性门电路，它由电阻R、二极管D及电流开关T1－T4组成，因此可简称为RDS线性门。

它的等效电路如图8.3.10（b）所示，可以看出，它是一个并联型常开线性门。开门时，开关S断开，当有正脉冲信号输入时，二极管D截止，从输入端到输出端的导通电阻为R。它不能用来传输负脉冲信号，因为负脉冲信号使二极管导通，相当输出短路。在关门时，开关S合上，电流I流过二极管D，输出端被钳位在零电位附近，所以信号不能通过。

图8.3.10 线性门电路实例 （a）电路图；（b）电路原理图

实际电路中是由T1、T2组成电流开关起到开关S和I的作用。

当T2基极电位低于T1基极电位时，T2管截止，T1管导通，相当于开关S断开，线性门处于开门状态。反之，当T2基极电位高于T1基极电位时，T2管导通，T1管截止，相当开关S合上，线性门处于关门状态，控制线性门的开关信号可以送到基极。

在图8.3.10（a）中由T3、T4把T1、T2所需要的控制电平转换成TTL标准电平，以便由TTL逻辑电路系统来控制线性门的开关。图8.3.10（a）的电路在静态时为开门状态，在具有TTL电平的门控信号vs作用下，T3截止，T4导通，则T1截止，T2导通，转为关门状态。

上述线性门的输入信号动态范围为0V到+20V。传输系数KRL/(RRL)，当RLR时，K近似于1，线性和稳定性好。零点值由ILR决定，大约为0.5mV左右（IL约为0.5μA），零点稳定性为0.1%。线性门的输出阻抗为R，输入阻抗由(RRL//CL)决定。输出信号的上升时间由电阻R和负载电容CL决定，约为几十纳秒。开头速度由各三极管的速度和RCL等决定。这个线性门的台阶约为几百毫伏。

还可以用CMOS集成电路模拟开关作为线性门。CMOS集成电路模拟开关具有几十欧姆的导通电阻和几百纳秒的开关速度，成本低，功耗小，内部装有将开关信号从TTL·20 ·

电平转换到CMOS电平的接口，使用方便。如果用ECL集成电路模拟开关则可以使速度提高到几十纳秒。

二、模拟展宽器

模拟展宽器用于把脉冲信号的峰顶展宽，所以又称为峰值保持器。

在能谱测量时，所测的是脉冲的峰顶幅度，但是探测器输出信号经放大成形后的脉冲信号其峰顶宽是比较窄的，甚至是尖顶的，不能满足多道脉冲幅度分析器和其它仪器的要求。这时必须由模拟展宽器将脉冲展宽，使脉冲的峰值保持一段时间，再送入后续电路，或者过一段时间再取出使用。

模拟展宽器的基本工作原理是利用二极管的单向导电性和电容器的存贮作用，工作原理如图8.3.11所示。

在图8.3.11中由一个二极管D和一个存贮电容CH构成最简单的峰值展宽电路。输入信号vi通过二极管D向存贮电容CH充电，充到vi的最大幅度值ViM。充电时间常数为(RirD)CH。Ri为信号源的内阻，rD为二极管D的正向电阻。理想情况时，CH上保持ViM不变，如图中虚线

所示。但是，实际二极管的反向电阻rR不是无穷大，下一级存在一定的负载电阻，以及存贮电容CH也存在漏电，所以存贮电容上的电位VC从ViM缓慢地下降，如图中实线所示。

实际模拟展宽器电路只在脉冲峰顶被存储电容CH上展宽到一定宽度后（或保持一定时间间隔后），就开始放电。存贮电容上VC的放电形式通常有三种：RC指数放电，恒流线性放电，延迟开关放电，分别如图8.3.12的（a）、（b）、（c）所示。

图8.3.11 模拟展宽器基本工作原理

图8.3.12 存储电容CH放电形式

（a）RC指数放电；（b）恒流线性放电；（c）延迟开关放电

图8.3.12中的（a）为RC指数放电形式，它的放电速度由时间常数RCH决定。图8.3.12中的（b）为恒流线性放电形式，线性放电速度由恒定电流I和电容CH决定。在图8.3.12（c）延迟开关放电形式中，延迟一段时间td才开始放电，保持电容CH上的电位可以保持一段时间。如果把图8.3.12中的（b）和（c）电路组合在一起，则可得到延迟线性放电的形式。

二极管存在非线性，其正向电阻rD是通过该管电流的函数。在输入幅度不同条件下，

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rD是一变量，在小幅度范围时变化更大。输入幅度小，rD大，充电速度慢。为了加快充

电速度，减小rD的非线性，可以用运算放大器使rD减小为rD/(1A)，如图8.3.13所示，其中A为快速运算放大器的开环放大倍数。这种结构称为有源二极管结构模拟展宽器。

用于模数变换的一个实际模拟展宽器如图8.3.14所示。 由图8.2.14（a）可见，它是一个有源二极管DCH模拟展宽器。A为快速运算放大器，S为复原开关，I为恒流源。设vi(t)为输入信号，其幅度峰值为ViM,vs(t)为控制快放电信号。

静态时S断开。当正信号vi(t)输入时，，v1(t)随之升高，二极管D1截止，v1(t)给保持电容CH充电。

在A的频带足够宽，开环增益足够大时，CH上电压

图8.3.13 有源二极管结构

模拟展宽器

但是当信号vi(t)在到达最大值ViM后(tM)下降vCH(t)可迅速上升到信号vi(t)的峰值ViM。

时，由于二极管D的单向导电性，CH不能经过D放电。vCH(t)保持在峰值电平，所以D截止，这时负反馈被断开，v1(t)以A倍速度从峰值陡然下降，使D1导通。

vp(t)下降到某一负值，其大小与运算放大器工作状态和下级负载有关。

图8.3.14 实际模拟展宽器 （a）原理方框图；（b）工作波形

在复原开关S闭合前，vC(t)、v1(t)保持不变。当控制快放电脉冲vS(t)到来时(tS时），CH上电位经S由电流I放电，一直到与同相输入端电平相等时，A输出为零，电路复原，

工作波形如图8.3.14中的（b）所示。

电容CH上的电压vCH(t)可以保持信号幅度峰值信息。保持时间大小可由控制快放映民信号vS(t)的tS对输入信号延迟决定，电阻R1上的输出电压信号vp(t)，其前沿(tM)标志着输入信号vi(t)到达峰值的时刻，因此常用来作为峰值检测信号，检测信号峰值的位置。信号vp(t)的后沿则标志着信号放电完毕的时刻。这些时间信息在幅度分析的模数变换器中是很有用的。

模拟展宽器用于保持信号的峰值，所以要求它具有线性电路的特性，例如输入信号幅度范围、线性、稳定性等。另外，模拟展宽器还有它的一些特有的指标要求，例如下垂速

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率、转换速率等。

下垂速率是指由于二极管D有反向电流，开关S有漏电流，运算放大器有一定输入电流等因素的存在，保持电容上的电压信号vCH(t)不能完全保持平顶不变，而要缓慢下降，如图8.3.14（b）所示。这个下降速度就称为下垂速率，用每毫秒多少微伏来表示，或用下垂直电流（每毫秒多少微安）表示。

转换速率是指输入阶跃脉冲时，保持电容CH上电压信号的上升的速率，用每微秒多少伏来表示。它决定于运算放大器的转换速率。因为CH上电压不能突变，运算放大器在输入阶跃脉冲作用下立即进入非线性工作状态，以运算放大器最大输出电流对CH充电。

8.3.3 线性放电型模数变换

用于幅度分析的模数变换器，一般有两种类型，即线性放电型和逐次比较型。下面先介绍线性电型模数变换。

一、线性放电型模数变换器原理

线必班电型模数变换器（即Wilkinson型模数变换器）早在50年代初期已经用于核电子学。由于其电路简单、道宽一致性好和便于生产，国内外产品大多数仍然是线性放电型模数变换器。它的工作原理是基于脉冲幅度与时间的线性变换。首先，把脉冲幅度V变换成时间间隔t（即Vt变换），然后把时间间隔t变换成数字m，即tm变换。这两个变换步骤如图8.3.15中的（a）所示。

时间间隔Δt正比于输入脉冲幅度V，数字m正比于时间间隔t，则数字m正比于输入脉冲幅度V，由此完成Vm变换。

实现Vt变换的基本工作原理如图8.3.15（b）所示。输入信号使模拟展宽器的保持电容CB充电到等于信号的幅度V，并得到峰值展宽后的信号。CH连接到一个由恒流源I和控制开关S组成的线性放电电路上。在某一时刻t0，信号vs(t)使S接通，保持电容CH上电荷开始恒流放电，放电速度为I/CH。到t1时刻，放电结束。全部放电时间t可以用下式求得：

CH （8.3.7） V

I利用甄别成形电路设法检出放电起始时刻t0和放电结束时刻t1，并成形宽度为t的输

t出脉冲v(t)。t大小正比于输入信号脉冲幅度V，由此完成Vt变换。

在图8.3.15（c）中，给出了tm变换原理示意图。由v(t)脉冲打开时钟门，让周期为T0的时钟脉冲通过，这时门电路输出的就是对应t时间间隔中的m个时钟脉冲。时钟脉冲数m就是地址码，为：

mtCHV T0IT0 （8.3.8）

上式中m取整数。

（8.3.8）式中CH、I、T0皆为常数，所以数字m和输入信号幅度V成正比，由此实现幅度-数字的变换。

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线性放电型模数变换原理的工作波形如图8.3.16所示。 由（8.3.8）式可求得道宽或变换系数为：

图8.3.15 线性放电 型模数变换工作原理 （a）两个变换步骤；（b）Δt－m变换原理；

（c）V－Δt变换原理

图8.3.16 线性放电型模数变换工作波形

HVIT0 mCH

（8.3.9） (8.3.10)

或P1CH HIT0可见，线性放电 型模数变换器的道宽或变换系数由时钟周期T0、恒流源电流I及保持电容CH决定。例如，时钟频率为100MHz，即T0为10ns，CH为100pF，I为40μA。则可求得每道道宽为1mV，变换系数为每伏1000道。因此若输入脉冲幅度为8192mV，则变换总道数为8192道。

二、线性放电型模数变换器的结构和实例 （1）线性放电型模数变换器的一般结构

图8.3.17是线性放电型模数变换器的一般结构示意图。一个实际线性放电型模数变换器除了包括前面图8.3.15中所示的模拟展宽器、线性放电电路、时钟、时钟门、甄别成形这些基本电路外，还要有其他各种逻辑控制和参数调节辅助电路。

图8.3.17 线性放电型模数变换器结构示意图

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图中虚线右边部分表示模数变换器经过接口电路加到多道脉冲幅度分析器主机或计算机部分。下面介绍实际模数变换器的一些控制逻辑功能和辅助电路的作用。

1）线性门 在模数变换器中，线性门用于控制输入信号是否需要通过，即用线性门实现对输入信号的所谓“占用封锁”。在一个信号输入达到峰值以后，线性门就关闭以便让模数变换器对输入信号进行变换并且把变换结果在存贮器中存贮起来。在上述变换期间和存贮期间，线性门一直关门，以便阻止随后的信号输入，避免在变换或存贮过程中产生干扰而出错。在一个输入信号变换和存贮完毕后，再由控制逻辑重新打开线性门。

2）控制逻辑 控制逻辑要完成模数变换器的一系列逻辑动作。主要控制逻辑有以下几方面：

① 幅度分析范围选择逻辑 幅度范围选择由上、下甄别器等电路完成。只有输入信号幅度处在下甄别阈电平和上甄别阈电平之间的信号才进行变换。小于下甄别阈电平和大于上甄别阈电平的信号不进行变换。所以这种选择逻辑可以避免不需要的信号占用变换时间，减少计数损失。

② 符合、反符合选择逻辑 使用符合选择时，输入信号只有与符合端信号在时间上相符合时，才进行变换，否则，就不进行变换。

使用反符合选择，与上述情况相反，输入信号与反符合端信号在时间上不相符合时，才进行变换，反符合端有信号时的输入信号都不进行变换。

在一般没有符合或反符合关系时的幅度分析应用中，通常选用反符合工作方式。因为，此时反符合端没有信号，所有输入信号都允许通过进行变换。

③ 采样选择逻辑 采样选择用于测量直流信号或慢变信号的幅度分布曲线。此时，线性门为常闭方式，采样信号从采样端输入，只有采样信号输入时，线性门才打开，没有采样信号时线性门关闭。

以上三种控制逻辑都属于输入信号选择逻辑，即只有输入信号符合一定的条件时，控制逻辑才让输入信号进行变换。

④ 初始化逻辑 模数变换器接通电源开关时，产生一个初始匕逻辑信号，使其各个部分，如模拟展宽器、控制、转贮等都处于初始化状态，以准备接收新的输入信号。

⑤ 延迟峰探测逻辑 当输入信号的宽度很宽时，线性门的关闭时间可能太早，从而使输入信号的峰探测出现误差。为此，使用延迟峰探测逻辑可以使输入脉沖宽度大至上百微秒而不至于影响输入脉冲峰的探测。

⑥ 转贮逻辑 转贮逻辑可使模数变换器的变换结果在符合一定条件时允许存贮，否则禁止存贮。

3）偏置电路 偏置电路又称零道阈调节电路。所谓零道阈是指模数变换器第零道所对应的输入信号幅度。这时第零道不是从零伏起始，而是从输入幅度某一数值算起，零道阈的值实际上是切除脉冲底部的电压幅度值，所以就是“偏置”。

偏置可以分为模拟偏置和数字偏置两种。模拟偏置是从模拟展宽器输出中减去一定幅度。所以，线性放电的幅度就是输入信号最大幅度和偏置值之间的幅度差。数字偏置是把变换后的数字减去一定数字值。

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4)地址寄存器和存贮控制电路 地址寄存器用于暂时寄存模数变换器交换后的地址码。通常地址寄存器的容时大于或等于模数变换器的道数。例如，对于8192道模数变换器，地址寄存器为二进制数字13位。

由存贮RS触发器给存贮器发出存贮命令，若存贮器允许存贮，则发回取址信号。地址寄存器就把地址码送到存贮器中去。

5）地址溢出装置（量程） 地址寄存器的容量相应模数变换器的量程，当输入信号幅度超过模数交换器量程范围时，地址寄存器发出地址溢出信号，地址溢出信号禁止相庆输入信号的变换结果输出到存贮器去。

6）同步逻辑 同步逻辑的作用是使线性放电起点与时钟起点同步。线性放电起点和时钟周期脉冲在时间不上存在任何关联，因此线性放电起点可以在一个时钟周期的任何一点上，从而产生一个时钟周期的误差。同步逻辑使放电起点恰恰在时钟脉冲某一固定相位开始，实现放电起点的定相，以减少一个时钟周期的误差。

7）滑移标尺均道器 这是为了减少数字（逻辑）干扰对道宽均匀性影响所采用的电路。

8）死时间指示 它给出模数变换器工作所占用的吋间；即线性门关闭时间。 以上仅对模数变换器的一般结构作了介绍，实际的模数变换器由于伎币要求不同和性能不同，差别很大。因此在结构上不完全和上述的一致，有的简单些，有的更复杂一些。

（2）线性放电型模数变换器实例

图8.3.18给出一个8192道线性放电型模数变换器实例的简化方框图。它的主要技术指标为：

幅度分析范围：50mV—8242mV； 道宽（mV）：1、2、4、8、16、32、64； 时钟频率：100MHz； 积分非线性：≤±0.01%； 微分非线性：≤0.2%； 零点温度系数：≤50μV/℃； 变换增益温度系数：≤0.003%/℃； 道数（分辨率）：8192。

在图8.3.18中，线性门、模拟展宽器、恒流源开关、甄别器、时钟、时钟门、地址寄存器、控制器、死时间指示电表各单元的作用已于前面介绍。控制器中VU和VL为上、下甄别器的甄别阈。T1为放电标志触发器；T2为存贮标志触发器，各点工作波形如图8.3.19所示。

①为输入信号；②为模拟展宽器输出信号；③为保持电容CH上的信号波形；④为充放标志；⑤为启动变换信号；⑥为放电标志；⑦为时钟脉冲；⑧为地址脉冲；⑨为存贮命令；⑩为回答信号；⑾为取址命令；⑿为输出的地址码信号；⒀为关线性门信号；⒁为死时间Td

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图8.3.18 线性放电型模数变换器的简化方框图

图8.3.19 模数变换器工作波形

输入信号①通过线性门进入展宽器，对保持电容CH充电③。在信号幅度到达峰值后，展宽器输出信号②。通过甄别器成形，输出信号④的前沿给出充电完毕的标志，可以开始进行变换。此时，控制器给出关门信号⒀，关闭线性门，以免以后的输入信号干扰变换过程。

输入信号①同时加到控制器。控制器先对输入信号进行幅度分析范围的选择，由上甄別器和下甄别器组成单道分析逻辑。如果信号幅度在指定上、下阈之间，则启动变换，否则不启动变换，即予以剔除。

输入信号也可以预先进行符合选择、反符合选择或采样选择。

在满足上述选择条件后，控制器给出启动变换信号⑤，使放电标志触发器T1置“1”， 产生线性放电标志信号⑥，让展宽器上保持电容CH和恒流源接通，以恒流I线性放电。

当保持电容CH上电位放电到零伏时，展宽器复原。展宽器输出信号②的后沿经甄别器D成形为信号④的后沿，标志放电完毕，此后才停止变换和发送地址码。所以信号④称为充放电标志，它的前沿标志充电完毕，它的后沿标志放电完毕。

充放标志信号④的后沿使放电标志触发器T1复位。放电标志信号⑥的宽度就是放电时间间隔t。t正比于输入信号幅度V。至此，完成幅度一时间变换过程。

信号⑥在t时间间隔中打开时钟门M，则时钟送出地址脉冲⑧。地址脉冲的数目由mt/T0决定。这就完成了时间一数字变换过程。

地址脉冲⑧进入地址寄存器以后，得到二进制的地址码，地址码经接口电路并行送到多道脉冲幅度分析器主机或电子计算机的存贮器中去。

为了使地址码m存贮在相应的存贮单元中，还应在每次变换后发出存贮命令，以使存贮器对应m地址的内容加1。所以在每次变换结束时，信号④后沿使存贮标志触发器T2置 “1”，给出存贮命令⑨。

存贮系统接到存贮命令后，在存贮器允许模数变换器使用时。发出取址命令⑾给模数

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变换器。模数变换器中的地址码就传到存贮系统。存贮系统存贮完毕，给出回答信号⑩给模数变换器，使T2复位。至此，完成一个输入信号的变换和存贮过程。模数变换器又可以输入下一个新的信号。

从输入信号①触发下阈VL到回答信号⑩产生，这段时间称为死时间Td，从图可见：

TdTLtTM

（8.3.11）

其中TL为控制器完成各种逻辑动作所需的时间，通常约为数微秒；t为线性放电时间，tmT0；TM为存贮器存贮时间，通常为数微秒。 (8.3.11)式也可表为：

TdTLmT0TM

（8.3.12）

在图8.3.18左下方有一个百分死时间指示电表，它给出死时间相对于实际测且时间的百分比，指示信号⒁的平均值。由此可以大致校正死时间引起的计数损失。有的模数变换器将死时间做成固定的，不随信号幅度变化，即取(8.3.12)式小的m为Lmax (最大道数)或稍大。

三、模数变换器的参数调节和辅助电路

模数变换器设有各种辅助电路以便扩大使用功能和完成各种参数的调节。它们包括输入电路及工作方式选择、道宽调节、上下阈调节、分析范围和溢出地址调节、偏置凋节和死时间校正等。

（1）输入电路及工作方式选择

一般模数变换器的输入方式有三种：交流耦合、直流耦合和基线恢复器。

交流耦合方式，输入端有CR隔直电路，可以阻止前一级输出端直流电平加到模数变换器的输入端，以免影响模数变换器的零点电平。但是对于单极性成形脉冲，在高计数率输入时交流耦合会产生较大的基线偏移。例如，当输入计数率从每秒l k计数增加到每秒20k计数，由基线偏移引起的峰位变化约为0.2%。所以交流耦合输入方式只能用在单极成形的低计数率情况。而对于双极成形脉冲，由于产生基线偏移和涨落都较小，则可用于高计数率情况。

直流耦合方式，从输入端到保持电容CH都是直流耦合，所以不产生基线偏移和涨落，它可用于高计数率情况。但是要注意此时输入信号的静态直流电子会改变模数变换器的零点。

基线恢复器输入方式既可隔直又可使模数变换器的零点不受输入信号直流电子影响，它又能在计数率变化时，使信号基线接近零电平。当然，如果前面谱仪放大器中已有基线恢复器，那么模数变换器的输入可以采用直流耦台的方式。

模数变换器的工作方式通常有符合、反符合、采样三种方式。模数变换器的输入部分常没有符合电路和延迟符合电路。外加符合信号(反符合信号)可以和被分析的信号进行瞬时符合(反符合)或延时符合(反符合)，从而进行时间选择。然而，模数变换器中符合电路的分辨时间一般为l微秒左右，而且不很情确。所以只是提供作为符合控制手段。而不能代替专用的快慢符合电路。

采样工作方式是对慢变信号进行幅度采样或对波形进行采样分析。采样工作原理及其

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波形如图8.3.20（a）（b）所示。

图8.3.20 模数变换器的采样工作

（a）采样工作原理；（b）工作波形

采样工作方式时的线性门是常闭的，被测慢变信号vi加到线性门的输入端上。外加周期性的采样脉冲vS加到采样输入端，采样脉冲vS经逻辑控制选择加到单稳态电路上，单稳态电路的输出成形信号vS作为线性门的开门信号。信号vS的宽度可以调节，称为采样时间。在采样时间中线性门打开，让输入端的vi进入模拟展宽器，保持电容上就保持了采样时间内的vi幅度，然后关闭线性门，进行变换：由图8.3.20（b）中的工作波形可见，采样分析适用于对输入慢变信号进行定时采样。

被采样的信号通常为直流信号或慢变信号。若被采样的信号为脉冲信号，则要注意采样信号的宽度必须比被采样的脉冲信号的宽度窄。采样频率至少两倍于被采样信号的频率，以便保证一定的采样精度。

（2）模数变换器的道数选择和道宽调节 道宽是表示模数变换器俏度的重要指标。道宽越小则变换精度越高，但是并不是道宽越小越好。因为道宽越小则要求模数变换器的稳定性越好和道边界的干扰越小。所以，一般模数变换器都是按其最小道宽（即最大道数）来设计电路和给出技术指标。需要增大道宽时再附加道宽调节电路。

道宽越小，则要求一定幅度范围内模数变换器的道数越多。在核能谱测量中，道数的多少是由能量分辨和能谱的范围决定的。图8.3.21给出了道数选择的各种情况。

图8.3.21 模数变换器的道数选择

（a）待测能谱；（b）道数太少 （c）道数合适；（d）道数太多

图8.3.21中（a）给出待测的能谱，其半高宽为FWHM，E1E2为能谱的范围。图8.3.21（b）中的能谱为选择道数太少的情况，此时，待测能谱的峰未能适当地测量出来，而图8.3.21（d）中能谱则是选择道数过多的情况。若测量时间不变，其结果是使得对同样

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的输入计数率，分到各道的计数减少，从而使统计误差增大。若要减少统计误差，则只有增大测量时间，这也可能带来稳定性等问题。只有如图8.3.21（c）中所示的能谱才是道数选择比较合适的情况。

在实际测量能谱时，道数选择就是在一个峰的半高宽FWHM内选择多少道的问题。通常，为保证一定精度，要求在FWHM内至少有八道，但也不必有太多的道数。因为如果采用过多的道数来测谱，不仅在存贮空间和测量时间上都有所浪费，而且还会增加算是数据的麻烦。在实际测量时，应在满足能量分辨要求下，尽量使用较少的道数。

在第一章已经讨论了探测器的固有能量分辨率RDE，由（1.1.9）式：

(FWHM)E RDEE0由能谱分析范围选择模数变换器的道数。

对于NaI(T1)探测器，RDE为8%。对于能谱峰662keV(137Cs)，则得FWHM为52keV。所测能量范围约为1MeV到2MeV，则可选择模数变换器道数约为512道—1024道。对于半导体探测器情况分为几种。硅面垒型对于5.486MeV的粒子，FWHM约为30keV，能量范围约为4MeV到8MeV，模数变换器道数约为512道—2048道。Si(Li)探测器对5.9keV的X射线的FWHM约为180eV，能量范围约为30keV到50keV，模数变换器的道数约为512道—2048道。Ge(Li)探测器对62keV的射线的FWHM约为2keV，能量范围约为1MeV到2MeV，模数变换器道数约为4096道—8192道。

由以上分析可见，一般能谱测量所需模数变换器的道数为512道到8192道。因此，模数变换器最大道数通常分为1024道、2048道、4096道和8192道几种。若要求更高精度或更宽能量范围则要求更多的道数，如16384道以上的模数变换器。

模数变换器的道宽调节可以采用不同方法。在线性放电型模数变换器中，道宽由（8.3.9）式决定：HIT0/CH。道宽H可以通过改变I/CH或T0来调节。前者称为模拟道宽调节，后者称为数字道宽调节。为了使道宽调节稳定，较精确的模数变换器多采用数字调节方法。

数字道宽调节是通过改变T0达到的。实际上不是改变时钟本身的频率而是用分频电路成倍地增加T0，或者将得到的地址码除2的倍数，以成倍地增加道宽。后面这种方法不影响时间-数字之间的变换过程，而且可以用速度较低的移位电路来完成，所以用得较多。

(3)上下阈调节和偏置(零道阈)调节

上下阈调节和偏置调节都是模数变换器的十分重要功能。它们是两个完全不同的但又容易混淆的概念。

在核能潜测量中，一定的能量分辨率和能量范围，要求一定的模数变换器道数已如前面所述，但是这些部是指全能谱测量而言的。在实际的能谱测量中往往不需要测量全能谱，只需要测量感兴趣的一部分谱，例如只需测量60Co能谱光电峰部分。这时若测量全谱。则对应全谱的信号脉冲都进入模数变换器，其中许多对应非光电峰部分的无用信号占用模数变换器的大量变换时间。因此增加了模数变换器的死时间，降低了模数变换器的效率。

·30 ·

（3.3.13）

其中E0表示峰位的能量。按照能量分辨的要求，可以计算峰位能量对应的道址，再

显然，应该在启动变换以前对输入信号幅度范围进行选择，常用上下甄别器来进行幅度预选。调节甄別阈，使得感兴趣能谱所对应的幅度在上、下阈之间，剔除那些不需要的信号。图8.3.22(a)(b)(c)给出上下阈选择功能的示意图。

图8.3.22中的（a）绐出60Co全能谱，若只对其光电峰感兴趣，则可以去掉2000道以下落分。调节下阈电子在相应于2000道的幅度处，所测的能谱如图8.3.22中（b）所示。图8.3.22（c）中的波形是相应的输入信号，下阈值相应于2000道位置，则幅度小于下阈电子的输入信号都不能进入变换器。

需要注意的是，上下阈选择只是对输入信号的幅度进行预选。并没有改变变换过程和原来的道址。

偏置或零道阈是指模数变换器的零道所对应的输入信号幅度。引入偏置一方面可以节省存贮区，另一方面可以把感兴趣的幅度谱扩大到最大道数范围进行测量，从而提高分辨率。

偏置调节(零道阈调节)是调节模数变换器的零点阈值。模数变换器的第零道可以不是在0电位上而是对应于某一电位VoS值，这种情况如图8.3.23所示。例如如果仅仅对图8.3.22（a）中

60

Co光电蜂感兴趣，则可将模数变换器的零点从零调到某一VOS处，如图8.3.22

（b）中所示。由此所测谱的第零道对应于幅度VOS处，VOS对应于2000道。这样，用2096道就可以和使用4096道一样精密地测出60Co光电峰，省去许多存贮单元。

图8.3.22 模数变换器的上下阈选择 （a）全能谱测量；（b）用上下阈选择剔除下需要部分；

（c）相应波形示意图

图8.3.23 模拟偏置示意图

实现偏置调节的方法有两种：模拟偏置和数字偏置。

模拟偏置是将输入的模拟信号幅度Vi减去VOS后再进行变换，VOS就称为模拟偏置。 从图8.3.23可见，由于存在模拟偏置VOS,vi的幅度只有(viVOS)部分（图中带有阴影部分）进入变换。变换后地址码为m：

mviVOSVmOS HH·31·

其中mvi/H。变换时间t减小为：

tviVOSVT0mT0OST0 HH可见对于线性放电型模数变换器引入模拟偏置可以节省变换VOS这一部分幅度的时间。若viVOS，则自动停止变换。模拟偏置是在展宽器保持电容上加一个模拟电位，所以它会对模数变换器的精度和稳定性带来影响。

数字偏置是在输入信号幅度vi变换成地址码m后再用数字电路方法减去所需数量的地址码mOS，则地址码m为：

mmmOS

。图8.3.24是数字偏置示意图。 mOS就称为数字偏置（数字零道阈）

数字偏置由于变换幅度不变，所以变换时间不能减少。但它不影响变换过程，能保持精确和稳定，因此在要求精确、稳定的测量中经常使用数字偏置，但是，这时计数率不能太高。相反，模拟偏置可用于不要求偏置十分精确、稳定的场合，由于能节省变换时间，适用在计数率较高、但测量时间较短的情况。

图8.3.25 给出使用偏置调节测量60Co光电峰的结果。

图8.3.24 数字偏置示意图

图8.3.25 模数变换器的偏置调节 （a）不用偏置调节时；（b）使用偏置调节时

另外，数字偏置能调节模数变换器变换的数码在存贮器中存贮区的分配，利用较小容量存贮器存贮较大的幅度分析范围。例如，8192道模数变换器，存贮器仅为4096道。无偏置时，模数变换的下一半（0V—5V）存入存贮区。若偏置为4096，则存贮器第零道移到模数变换器的4096道上面，因此上一半（5V—10V）存入存贮器。

（1）分析范围和溢出地址调节

输入信号要分析的幅度范围可以按要求选定，例如，8192mV，4096mV，1024mV，512mV。

通常地址寄存器的最大容量等于模数变换器的最大道数，如8192。因此幅度太大的信号变换后所得到的地址码可能使地址寄存器溢出。如果把溢出地址码送出去则显然是错误的地址码，所以要对溢出进行判定。在溢出时，输出一个溢出信号，禁止发出存贮命令，舍弃溢出地址码。

·32 ·

当分析范围改变时，如从8192mV变为4096mV，则溢出地址也要相应改变。这只要从地址寄存器的相应引出溢出信号就可以了，例如对于8192mV—8192道，可以从212位引出溢出信号，而对4096mV——4096道，则可以从211位引出溢出信号。这种方法的示意图如图8.3.26所示。

（5）死时间与活时间

图8.3.26 模数变换器溢出信号

由（8.3.11）式，模数变换器的死时间为TdTLtTM。

对于确定的模数变换器和存贮器，控制时间TL和存贮时间TM是恒定不变的。但是变换时间t却与模数变换器的工作状态和输入信号幅度有关。

当模数变换器的道数和偏置改变时，变换时间就要改变。例如，一个8192道线性放电型模数变换器的时钟周期为10ns，其死时间Td为：

Td1.50.01(mx)，μs

上式中，1.5为TL和TM之和，m为道数，x为等效模拟偏置的数字量（若为数字偏置则x为零）。可见道数m和偏置量x改变则Td就改变，例如，若取8192道，无偏置时x0，则最大变换时间为83.5μs。若取256道，无偏置则Td为4.1μs。若取8192道，偏置为4096，则Td为42.5μs。

实际模数变换器都装有指示百分死时间P的电表。设所用实际测量时间为Tr，死时间死时间Td则P为：

PTd Tr （8.3.14）

实际测量时间Tr扣除死时间即为有效测量时间Tl，通常又称为活时间。它们的关系为：

TrTlTd

则可得：

Tl(1P)Tr

（8.3.15）

在给定Tr和P值时，可求得活时间Tl。在校正计数损失或求计数率时都应以活时间计算。当然。在低计数率或计数率变化较大时，P值很难读准。同时，溢出和偏置都会影响死时间，因此所测的百分死时间只是一个粗略的估计。但是百分死时间表头可以直观地看到计数率高低的情况，甚至于可以成为模数变换器是否正常工作的指示。

直接测量活时间可以减少上述的误差。活时间测量是将死时间信号送到定时电路中，使计时器在死时间内停止计时，因此就自动扣除死时间。也可以直接测量活时间Tl和实际时间Tr，从而得到死时间。但这种方法在死时间所占百分数很高时（超过40%），会产生较大的误差。

上面所述的死时间和活时间测量还与所测能谱的形状有关。在实际测量时可以移动谱的位置以便估计计数的损失。

四、滑移标尺道宽均匀器

滑移标尺道宽均匀器又称数字道宽均匀器。这是目前用来解决数字(逻辑)干扰问题的

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一个有效方法。

所谓数字(逻辑)干扰是指数字电路的状态变化对道宽不均匀性产生的影响。在线性放电型模数变换器中，数字干扰是道宽不均匀的主要原因。特别在道宽较小时，影响更严重。为了提高模数变换器的道宽均匀性(微分线性)都要采取一定方法减少数字干扰。

在模数变换器中，主要产生数字干扰的电路是地址寄存器电路。对于一个8192道模数变换器来说，地址寄存器为13位或更多一些。地址码使地址寄存器的各位状态翻转时(从“0”态变到“1”态或从“1”态变到“o”态)，这种电流的突变能通过电源，地线、空间感应等途径传到电路的其他地方。

当地址码为奇数位数字时，最后一个地址脉冲仅使地址寄存器的最低位改变状态。但是，当地址码是偶数数字时，最后一个地址脉冲至少要引起地址寄存器最低两位或更多位改变状态。对于很大的地址码，例如8192，则地址寄存器会改变13位，而且这13个位的翻转是依次变化，每个位的翻转比前一个都要延迟一些时间。因此最后一位翻转比开始一位翻转要延迟相当一段时间(依寄存器工作性能而定)。这样一来，偶数产生的干扰就有可能影响线性放电的最終时刻，而线性放电最终时刻由于放电放到接近零伏的地方，最容易受到干扰的影响。

由此可知，数字干扰使偶数道宽和奇数道宽产生明显的差別，这就是所谓奇偶效应。当然，偶数的地址脉冲引起的翻转情况可以是各种各样的，所以各道道宽常出现以2的倍数为规律的复杂的变化。图8.3.27给出了这种数字干扰的一个示意图。

当前解决数字干扰对道宽均匀性影响的主要方法是采用基于“滑尺”原理的道宽均匀电路。它类似于日常生活中的“滑尺测量”技术。用一根刻度不准确的尺子去測量一段棒的长度，如果多次测量，每次测量用不同的起点，然后对多次测量的结果求平均，則其结果要比一次测量要精确得多。这是因为某些刻度不均匀带来的误差经过不同起点多次测量平均之后，影响减少了。

目前常用的是比较简单而效果又很好的纯数字道宽均匀技术，其原理简述如下：

设数字为m，其变化为m。每次变换以前，在地址寄存器的前x位(例如前6位)预先放置一个数码m0。这个数码m0是在0到(2x－1)中周期地连续变化的(也可以随机地变化)。因此，变换后地址寄存器上得到的数码为(mm0)。模数变换器在把地址码发送到存贮器之前先从(mm0)中减去m0，从数字运算上讲，这种处理对地址码本身毫无影响。所以存贮器得到的地址码仍为m，但是，对于第m道的道宽受到数字干扰来说就不相同了。每次得到的地址码m所得的数字干扰是变化的，它不仅仅决定于m，而且还与m0有关。当

图8.3.27 道宽h的数字干扰

（H为平均道宽）

m0时，数字干扰为原来第m道的干扰m；当m02x1时，数字干扰成为第(m2x1)道的干扰(m2x1)。

因此，若m0从0变化到(2x1)，則第m道道宽的数字干扰是原来第m道到第

(m2x1)道数字干扰的平均值。第(m1)道为第(m1)道到第[(m1)2x1]道的

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数字干扰的平均值。由此，可写出干扰的平均值m和(m1)：

2x1m00(mm0)2x2x1m

(m1m0)2xm0(m1)第m道和第(m1)道数字干扰平均值之差为：

m(m1)m(m1)2x （8.3.16）

从(8.3.16)式可见，这时两道数字干扰的差只是原来差值的1/2x。例如，若取x为4，则数字干扰可以减小到1/16，即由地址干扰引起的道宽不一致性可减小一个量级以上。

五、模数变换器的输入输出功能

模数变换器能输出各种信号，以便与其他电路配合，下面予以简单介绍。 （1）数字信号输出

模数变换器变换后的数码作为数字脉冲输出，这是模数变换器的基本功能。数字脉冲一般为TTL电平。通常数字输出经过接口电路加到多道分析器主机或计算机。

（2）死时间信号输出(或称“忙”输出)

在模数变换器的死时间范围内给出逻辑信号，它的持续时间代表模数变换器获取和变换时间，以便提供外部死(活)时间校正。

（3）死时间信号输入

从外面输入逻辑信号(例如从谱仪放大器输入)，它的时间间隔和模数变换器的死时间经过“或”逻辑，相加为总的死时间。

（4）由堆积拒绝器输入信号

从堆积拒绝器(例如谱仪放大器中的堆积拒绝器)输入禁止信号和提供线性门关门信号，禁止堆积信号输入变换器。

（5）稳定器信号输出

输出TTL电平的数字信号(例如对8192为13位二进制数字)到有关的数字稳定器中，以提供稳谱之用。

（6）单道分析器输出

模数变换器中设有上下甄别器，可以完成单道分析器的功能，因此输入信号幅度处在下甄别器阈和上甄别器阈之间窗口中时，就输出一个逻辑信号。

（7）模数变换器对输入信号的要求

模数变换器的输入信号幅度范围一般为0V—10V。输入信号的上升时间和下降时间要求有一定的范围。

上面对线性放电型模数变换器原理、结构及使用功能作了较为详细的讨论。几十年来，

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线性放电型模数变换技术发展较成熟，并在核能谱测量中得到广泛的应用。线性放电型模数变换器的主要缺点是变换时间较大，而且随道数增多，变换时间亦增加。因为变换时间主要决定于线性放电时间tmT0；道数m愈多，则线性放电时间愈长。例如时钟周期T0为10ns时，4096道模数变换器的变换时间是40.96μs，而8192道就增加到81.92μs，可见此时的变换时间已经相当大。因此对于需要高道数高计数率能谱测量时，线性放电型模数变换器就难于满足要求。

提高时钟频率可以减少线性放电型模数变换器的变换时间。当前线性放电型模数变换器典型时钟频率为100MHz．已有200MHz、300MHz的时钟频率的产品。再提高时钟频率，对线路元件的速度有相当高的要求，当前还存在一些困难。

减少线性放电型模数变换器死时间的另一方法是两级线性放电法。这种方法的放电速率分两级，先快速放电，放到某一电平时再慢速放电。慢速放电与前面所述的线性放电一样，其放电时间为tmT0，放电速率为1/T0。快速放电速率假设为m/T0，则放电时间为tmT0，可见m越大，两级放电的优点越明显。两级放电模数变换器多用于高道数的模数变换器。但是由于要求两级放电电流比例精确，所以电路难度很大。

8.3.4 逐次比较型模数变换器

由于近年来大规模集成电路的迅速发展，逐次比较型模数变换器得到了较多的应用。与线性放电型模数变换器比较，它有变换速度快、易于做成集成电路片、功耗低和价格便宜等优点。

下面先介绍逐次比较型模数变换电路中的一个重要部件——数模变换器。 一、数摸变换暑(DAC)

数模变换器把输入的数码(通常为二进制)变换成与此数码成正比的模拟量(电流值或电压值)。一个二进制数码是按各位代码组合起来表示的，每一位代码有一定的权值，即代表一具体数值。例如，二进制数码1001，最高位(左位)代码为1。其权值为8，应变换为模拟量1238，第二位权值为4，代码为0，应变换模拟量为0，第三位权值为2，代码为0，变换为模拟量0，最低位(右位)代码为1，权值为1，应变换为模拟量1。变换后的模拟量总和为9。

因此，为了将数字量变换成模拟量，应将每一位代码按权值变换成相应的模拟量。然后将各模拟量相加，其总和就是与数字量成正比的模拟量．从而完成数模变换。

数模变换器通常由基准电源、电阻解码网络和电子开关电路组成，如图8.3.28中的（a）所示。

基准电压VR经过电阻网络输出，电阻网络由电子开关电路控制，而电子开关又由数字输入信号控制。因此输出电流I或电压V由数字输入信号控制。

电阻解码网络可用各种方法构成。图8.3.28中的（b）是十二位电流叠加二进制权电阻解码网络构成的数模变换器示意图。它由十二个电阻20R、21R、22R、……211R和相应的十二个电子开关S0、S1、S2„„S11串联而成。电阻阻值由低位到高位依次成倍增加。十

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二个电子开关由相应的十二位数字输入控制。数模变换器的输出是二进制的标准电流。

例如，若只有最高位为“1”，则电子开关S0闭合，形成第一个标准电流I0VR/R；若只有第二位数字输入，则电子开关S1闭合，形成第二个标准电流I1VR/2R；若只有第i位数字输入，则电子开头Si闭合，形成第i个标准电流IiVR/2iR；„„。若有几位数字输入，则相应的几个电子开关闭合，形成几个标准电流，输出电流I为几个标准电流之和。十二位都输入时，输出电流为：

II0I1I2IiI111111 1k012i1122222上式中，kVR/R，k称为转换系数。

图8.3.28 数模变换器工作原理 （a）数模变换器原理结构方框图

（b）二进制权电阻解码网络数模变换器 （c）梯形电阻解码网络数模变换器

输入数字信号的“1”和“0”控制电子开头S。电子开关通常用快速电流开关。 二进制加权电阻解码网络在位数愈多时电阻变化范围愈大。例如十二位数模变换器电阻值变化范围为211∶1，即2048∶1。若高位为10kΩ，则最低位电阻将达到20MΩ。这样大的阻值在集成电路中难以制造，精度达不到要求。

梯形电阻解码网络有较好的性能。电路中所用电阻值只有R和2R两种，所以又称为

R2R电阻网络，在数模变换器中得到广泛应用。图8.3.28中的（c）就是梯形电阻解码

网络组成的数模变换器示意图。

从图可见，梯形电阻网络的特点是任何一个节点的三个分支阻抗都相等（等于2R）。 ·37·

每个2R支路中的电流自左向右以1/2系数逐渐减小。因此图8.3.28（c）中的各个电流值为：

I0I1I2I3In11In1nI022VR2R1I0211I12I02211I23I022

集成电路数模变换器有各种型号的产品，可以满足不同的需要。有的数模变换器的模拟输出是电流，有的直接输出是电压。图8.3.28中所举的两个数模变换器的直接输出都是电流。也可在外部用运算放大器转变成电压。

数模变换器的主要技术指标有以下几项： （1）分辨率

这个参数是数模变换器对微小输入量变化的敏感程度的描述。通常用数字量的位数来表示，如8位、12位等。对于一个分辨率为n位的数模变换器，它能对刻度的2n输入作出反应。如12位数模变换器能对212输入作出反应。

（2）精确度

确度表示数模变换器加上一个给定的数字码时，测量到的实际模拟输出值和期望值之间的差值。精确度误差用满度误差、零度误差和线性误差三个参数表示。满度误差又称变换倍数误差，零度误差又称偏置误差。

（3）线性误差

线性误差表示数模变换器的实际传输特性曲线(输出-输入特性)和理想响应直线之间的最大偏差。它是在零点调节和满度调节后进行测量的，直线要通过传输特性的终点。线性误差温度系数表示线性误差随温度的变化。

（4）微分线性误差

微分线性误差表示数模变换器从一个输出态变到另一个相邻输出态时电压变化偏离理想的1LSB的大小。所以±1/2LSB微分非线性误差表示输入从一态变到相邻态时，输出电压跳变范围为1/2LSB到3/2LSB。

（5）稳定时间

稳定时间是数模变换器在输入变化后，输出稳定在它的最终值的一个误差范围内所需的总的时间。

此外，还有表示输出电压变化速度的旋转速度等。

·38 ·

图8.3.29是一个典型的12位数模变换器集成片的结构图。

图8.3.29 12位数模变换器结构图

（a）电路图；（b）接线图

它是由12个电流开关(图中为12位电流型开关阵列A2)和12位薄膜电阻网络组成一个精密的12位权重电流源。12位二进制数字码输入经变换输出为电流。若要电压输出则可经过快速运算放大器A3输出。由运算放大器A4等组成一个内部参考电源，VR为10.240V。使用内部薄膜电阻的选择，输出电压可以±10V或0—10V，也可用外接电阻选择。电流输出为0—2mA。外形为双列24头直插式封装。电源为±15V和+5v。输人为TTL和CMOS相容互补二进制逻辑。

这个数模变换器的分辨率为12位，线性为±1/2LSB，线性误差为±0.0122%满度；偏置电压为1mV；电(VR10.24V，零点为0V，满度为10.2375V，－25℃——+85℃）

压型满度误差为0.01%满度(VR10.240V)、0.1%满度（内部VR）；电源电压灵敏度为0.002%满度/V；压型稳定时间为2.5μs电流型稳定时间为1.5μs、电；旋转速度为15V/μs。

·39·

二、逐次比较型模数变换器工作原理

用逐次比较方法进行模数变换是与叠加单道分析器方法相类似的。在叠加单道分析器组成的多道分析器中(见图8.3.1)，输入信号幅度vi同时送到各个单道分析器中(编号为“0”，“1”，“2”，„„“m”)，vi与各个单道分析器中的阈电平进行比较，当幅度vi处在某个单道阈电平范围内时就直接变换成相应的数字量。

在上述的比较中，各个标准电平(阈电平)是固定不变的，例如4096道分析器需要4096个标准电平。输入信号幅度进行一次比较就得到全部地址码，使地址寄存器并行置位．因此有时称之为并行变换方法，也可称为一次直接比较法。显然，并行变换是速度最快的变换方式，但是在高道数时难于实现。如果用12个二进制位标准电平组成4096个标准电平，每一次比较为一个位标准电平，逐次进行比较，可以构成4096道逐次比较型模数变换器。这种方法可称为逐次比较法或串行变换方法。

逐次比较型模数变换器利用二进制的标准电平与输入信号比较。第一次比较时，取标准电子为满量程的一半；若标准电平小于信号幅度，则标准电子保留下来，进行第二次比较。第二次比较的标准电平为保留的上次标准电平加满量程的四分之一标准电平。若标准电平小于信号幅度，第二次标准电平同样保留下来，进行第三次比较。第三次的标准电平是满量程的二分之一、四分之一与八分之一之和。若标准电平大于信号幅度，则满量程八分之一标准电平不保留，再进行下一次比较。依此类推．直到12个标准电平取出来比较完才结束。

综上所述，每次比较都将标准电平减小为前次的一半。若标准电平小于信号幅度，则被保留；若标准电平比信号幅度大，则不保留。最后，停止比较时，所有保留下来的标准电平之和与被测信号幅度十分接近，变换终止，从而得到变换后的二进制数字。图8.3.30给出4096道逐次比较型模数变换器的原理框图。

图8.3.10 逐次比较型模数变换器原理框图

输入脉冲vi(t)经模拟展宽器展宽为有足够宽度的v1(t)。v1(t)加到比较器的一端比较

·40 ·

器的另一端输入标准电平信号v3(t)。

十二个标准电平信号是由数字-幅度变换器（DAC）产生的。十二个标准参考电平为：vR020mV,vR121mV,vR222mV，„„，vR11211mV。数模变换器的输出电压信

号v3(t)是十二个标准电平的叠加输出。

每个标准电平是否有输出由十二位数据寄存器的状态来决定。比较器输出信号v4(t)加到控制器上，由控制器控制数据寄存器的状态。

当v3v1时，比较器输出v4为“1”状态，控制器使十二位数据寄存器相应位输出为“1”状态，使得DAC输出这一位的标准电平保留。当v3v1时，v4为“0”状态，控制器使12位数据寄存器相应位输出为“0”状态，同时不保留DAC这一位的标准电平。这样，经过十二次比较后，最后可以从12位数据寄存器输出得到变换的数码。

图8.3.31给出一个道数为4096道、道宽为1mV的逐次比较型模数变换器的工作波形图。

图8.3.31 逐次比较型模数变换器波形

输入脉冲幅度Vi2457.6mV0.6212mV。当展宽器输出v1(t)达到峰顶时，成形信号v2(t)作为启动变换命令，使之开始比较过程。

第一次比较：控制器使12位数据寄存器中最高位CS11置“1”，其余位置“0”，则数模变换器相应输出VR111/2(212mV)2048mV。VR11和Vi在比较器中比较，可见VR11(v3)Vi(v1)。比较器输出v4为高电平“1”使控制器保留CS11为“1”状态，并进行

·41·

第二次比较。

第二次比较：数据寄存器的CS10置“1”，即VR101/2(211mV)210mV。数模变换器输出标准电平为VR11VR102048mV1/2(2048mV比较为Vi(VR11VR10)，)3072mV。则比较器输出低电平“0”，使CS10复位为“0”态。数模变换器输出v3仍为2048mV。

第三次比较：CS9置“1”，即VR91/2(210mV)29mV。标准电平为VR11VR9211mV29mV2560V。比较为Vi(VR11VR9)，所以CS9复位。

第四次比较：CS8置“1”，即VR81/2(29mV)，标准电平为VR11VR82304mV。比较为Vi(VR11VR8)，所以保持CS8为“1”状态。

依次逐次进行第五次比较，第六次比较，„„，一直到第十二次比较为止。此时给出变换结束标志信号v5(t)。最后保留的数据寄存器位为：CS11、CS8、CS7、CS4、CS3、CS0、即：21128272423202457(mV)。即，地址码为：100110011001。由图8.3.31可知所测电压幅度Vi为：

2457mVVi2458mV

Vi应属于第2457道。

逐次比较法的道宽就是地址码最低位对应的DAC标准电平：VR0201mV。 从图8.3.31中的波形可见，逐次比较过程从t1开始到t2结束。在此期间，要求展宽器的输出电压保持不变。比较过程时间间隔为tt2t1。

设每次比较时间为T，对4096212道模数变换器，比较次数为十二次，则需要比较时间为12T。对于不同幅度的输入信号都要进行十二次比较，所以变换时间是固定的。当道数增加一倍时，变换器只增加一次比较时间，这对数千道以上的模数变换器缩短变换时间是十分有利的。例如道数增加为8192道，比较次数增加一次，所以比较时间为13T。逐次比较型模数变换器变换时间和道数的关系由下式决定：

tTlog2m

（8.3.17）

其中m为道数，T为每次比较时间，log2表示以2为底的对数。

对8192道逐次比较型模数变换器，目前变换时间可做到接近于1μs。这比线性放电型模数变换器要小得多。但是逐次比较型模数变换器的道宽一致性较差，主要在于标准电平很难维持精确的比例。一般都要加道宽均匀器来改善道宽一致性。

近年来，由于大规模集成电路技术发展，已经陆续出现混合集成电路或单片集成电路的逐次比较型模数变换器。这些变换器有8位、10位、12位，甚至16位的，这些变换器的主要缺点仍然是道宽一致性较差。

三、逐次比较型模数变换器的道宽均匀问题逐次比较型模数变换器中采

从前面分析可知，在线性放电型模数变换中影响道宽的参考标准只有一个，而在用数模变换器输出的多个独立参考标准电平与输入信号进行比较。不同输入脉冲幅度是用不同的标准电压或电流组合来测定的。由于各个参考标准电平很难维持精确比例，所以道宽一致性要比线性放电型差得多。例如，一个4096道模数变换器，要用数模变换器供给互相独立的十二个参考标准电平（VR11、„„VR1、。道宽即为最小参考标准电平VR0。VR0）VR10、VR0为1mV，则最大参考标准电平VR11为2048mV。

·42 ·

进一步分析可以看到，任何一道的道宽是由该道的上下边界电平之差决定的，而道的边界电平是由数模变换器输出标准电平的大小来决定的。数模变换器的输出标准电平又是由各个参考标准电平相加而成的。所以参考标准电平的不一致会严重影响道宽的一致性。

例如，第2047道。它的上边界电平为2048mV，即决定于最大参考标准电平VR11，而它的下边界电平决定于除了最高位以外的所有各位参考标准电平之和，即VR10VR9„„+VR1VR0，所以第2047道的道宽为：

H2047VR11Vi010Ri

假设最大参考标准电平VR11的精度为0.01%，而其他参考标准电平为理想值。则从上式可知，H2047的误差也有0.2mV。这对于1mV道宽就有20%的不一致性。若考虑其他参考标准电平的误差，则H2047的不一致性要更严重。

但是，对于其他道数则情况不相同。例如，第2046道。则H2046为：

H20461010Vi0RiVi1RiVR0

可见H2046为VR0。

通常把逐次比较型模数变换器的道宽分成两类。一类是偶数道宽HiQ(i0、2、4、„„、4094)，其大小为VR0。另一类是奇数道宽Hip(i1、3、5、„„、4095），其大小为上下边界之差。道宽不一致性在奇数道宽处普遍存在，但以道址在二分之一总道数处最严重。

道宽的不均匀性严重影响模数变换器的微分非线性，为此必须采用道宽均匀器。类似于前面所介绍的解决数字干扰的“滑尺”道宽均匀器，现在把模数变换器的功能看作是用来测量输入脉冲幅度的一把尺子，但是它的“道宽”刻度不均匀，因此要用不同的起点来测量输入脉冲幅度。这可以在输入脉冲上叠加一个V的电压电平，经过模数变换之后，再减去相应V的数码。V取得不同，则起点测量道就不同，最后再取平均值，这样可以使道宽不均匀性减小。

利用滑尺原理所作的移道法道宽均匀器工作原理如图8.3.32 所示。 设N道模数变换器的原始道宽不均匀，有的宽，有的窄，平均道宽为H。如果我们把输入脉冲叠加在一个道宽H的台阶上再进行变换，将变换后的数码减去1以后存贮，这样使原来属于第i道的脉冲仍存入第i道内。但它是通过第(i1)道的道宽进行分选的，道宽应是变换器第(i1)道的道宽。若将输入脉冲叠加上M个道宽的移道电平（MH）进行存贮，则可用第(iM)道的道宽来分选第i道脉冲。在测量过程中可以周

图8.3.32 移道法道宽均匀器工作原理示意图

·43· （M=4）

期地改变M次移道电平大小，同时相应地减去地址码数。在图8.3.32中，M4，加H的相应地减1，加2H的减2，加3H的减3，加4H的减4，最后仍存入第i道。

由此可见，幅度相当于第i道的输入脉冲，由变换器第i道到第(iM)道的道宽共同分选，假设这些道的分选机会是相等的，则存入存贮器第i道中的计数有1/(M1)是以模数变换器第i道原始道宽分选的；有1/(M1)是由模数变换器第(i1)道原始道宽分选的；„„；有1/(M1)是由模数变换器第(iM)道原始道宽分选的。所以，从最后效果来说，模数变换器到i道的有效道宽Heff(i)是模数变换器第i道到第(iM)道的原始道宽平均值，即：

M0m0H(im)M1Heff(i) （8.3.18）

在上式中，移动道宽的范围为M道，有效道宽的相对误差由于取平均值而减小。显然，M取得愈大，相对误差愈小，道宽一致性愈好。

应该指出，（8.3.18）式必须在同样幅度输入脉冲落在模数变换器第i道到第(iM)道的机会相等条件下才成立，然而，由于输入脉冲的随机性，在有限测量时间中上述条件不完全满足，所以（8.3.18）式就有一定的统计误差。测量时间愈长，统计误差愈小。

实际上，M不一定要取得很大，只要满足道宽一致性要求就行。例如，4096道逐次二进制比较型模数变换器，2047道道宽偏差很大。设该道道宽比正常值小20%，而其他道道宽皆为H。如果采用上述的移道法道宽均匀器，若取M64，则由（8.3.18）式，第2047道的有效道宽为：

Heff(2047)H0.3%H

可见道宽误差从原来20%减小到0.3%。大大改善了道宽一致性。

因此，如果在移动范围内只有某一道道宽偏离正常值，则移道法道宽均匀器使道宽偏离值减小到原来的1/(M1)。当M为64时，减小到1/65。所以，一般取M为100到200就足够了。

由此可以推广到一般情况。如果在移道范围内只有第i道道宽偏离正常值H，设为(1)H，则用移道法道宽均匀器后，有效道宽成为：

Heff(i)(1M1)H （8.3.19）

（8.3.19）式表明，第i道道宽的相对偏差减小1/（M+1）倍。但是对于第i道的右边第(i1)道到第(iM)道范围内，各道道宽皆偏离了正常道宽H，由原来的H变为(1M1)H，相对偏离为/(1M)。这些为i道参与分选的M个道，在实际上决定这些

道的道宽时，包括了第i道的原始道宽，因此，道宽均匀器的作用是将其中一道道宽的偏离“分摊”到(M1)个道的道宽中去。

上面讨论都假设在(M1)道范围中只有一道道宽偏离正常值。逐次二进制比较法模数变换器的实际情况与此接近。对于其他的情况，在(M1)道范围中不只是一个道道宽

·44 ·

偏离正常值，道宽均匀器仍然起各道道宽偏差的平均“分摊”作用。某一道的实际道宽仍决定于从该道起(M1)道范围内的道宽平均值。但是，若某一(M1)道范围内的道宽多数增大，则其平均值将明显高于另一(M1)道范围内的平均道宽，移道法均匀器不能消除这个差别。

实现移道的方式分为连续移道和随机移道两种。连续移道的移道电平是每输入一个脉冲增大一个道宽。连续增加下去，直到移道电平等于M个道宽。然后降到零，再周期重复。连续移道对移道电平是周期性地连续变化的，但对某一道输入脉冲来说在它输入时可能遇到多大的移道电平却是随机的。所以不一定要采用连续移道法，只要保持移道电平的变化范围一定，各种移道电平都出现相同的次数，则移道电平也可以用随机方式改变。

图8.3.33是一个采用随机移道道宽均匀器的4096道模数变换器原理图。

图8.3.33 用随机移道法道宽均匀器的4096道逐次比较型模数变换器原理图

采用十二位逐次比较型ADC集成片。输入信号经过展宽器，由ADC变换成十二位地址码，加入滑尺计数器、DAC和减法器等以实现道宽均匀化。

滑尺计数器作为移道电平的数码寄存器，取M=128，所以用7位计数器就够了。每次信号变换结束后，滑尺计数器被触发一次，使存数加1。

移道电平数码寄存器上的二进制码由数模变换器DAC变换成模拟量，借助于一个电流分流器接到十二位模数变换器ADC集成片的比较器输入端，即把相应的移道电平附加到展宽器的输出上。所以输入脉冲幅度和移道电平相加后作为ADC的输入。ADC输出的二十位地址码D0－D11加到减法器的输入端，滑尺计数器的7位数码接到减法器的低7位负输入端，减法器的高位负输入端固定接零。因此，最后减法器输出就是经过道宽均匀化后的十二位地址码C0C11。

滑尺计数器和DAC的连接是交叉方式，即滑尺计数器的最高有效位（MSB）和DAC的最低有效位（LSB）相连接。所以，DAC输出的移道电平不是每输入一个脉冲增大一个道宽，周期地变化，而是以随机方式改变移道电平。

加入道宽均匀电路后的逐次比较型模数变换器微分非线性可达1%左右。

顺便指出，在采用上述方式的道宽均匀电路后，模数变换器最后M道，由于在移道后

·45·

可能超出变换范围，不能用来实现正确的变换，因此实际使用时，将牺牲M道。一般M取得较小，所以对测量影响不大。近几年来，已有人采用双向滑就原理的道宽均匀电路，解决了上述问题，M值可以取得足够大，并使微分非线性进一步改善。

8.3.5 闪电型模数变换器

为了进一步提高变换速度，随着大规模集成电路技术的进步，近几年又发展了一种闪电型模数变换器，简称FADC。

闪电型模数变换实际就是一次比较的并行转换。它的工作原理很简单，如图8.3.34所示。

图8.3.34 闪电型模数变换器原理

这是一组并联比较器阵列，用电阻分压器把参考标准电平按1/2n逐个加到2n个比较器上。比较器的参考电平是逐步变化的。输入信号在每个比较器中与参考电平进行比较。每个比较器的输出进行相应的编码和锁存。只要一次比较就可以得到变换结果，从而大大减小变换时间。适当地设计可使闪电型模数变换器的变换时间达到10ns左右，它的变换率达到每秒107到2×108个脉冲。

闪电型模数变换是高速数字化的重要方法，可用来对波形进行高速取样，在高能物理实验中有不少应用。但是，它的微分非线性很差，尤其在高计数率时，可达百分之几十，所以不适合于精确的能谱测量。

亲电型模数变换器的精度每增加1位，所需要的比较器就增加一倍。例如8位变换器，需要28256个比较器，9位的需要512个，10位的需要1024个比较器，显然这个数量是太大了。同时，闪电型模数变换器的性能在很大程度上取决于这些比较器的静态、动态特性的一致性。因此实现高精度的闪电型模数变换在技术上还有一定困难。目前闪电型模数变换器精度为6位—8位，速度为100MHz。

为了克服上述比较器数量太多的缺点，可用多阵列方法。这种方法不用一个并联比较器阵列，而是分为几个阵列。常用的是双阵列结构，其工作原理如图8.3.35所示。

在图8.3.35中给出了一个8位双阵列闪电型模数变换的原理框图。第一个阵列是4位

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闪电型变换器，它的变换结果送给一个4位但具有8位精度的DAC上，由DAC重新变为模拟量——脉冲幅度。在输入信号幅度中减掉这部分幅度，剩下的幅度经过16倍的放大器放大后再用第二个阵列（4位闪电型模数变换器）进行变换。由于放大倍数和比较器的参考电平都是一定的，所以第二个阵列变换结果（4位）就是8位变换数码的低4位部分（LSB），第一阵列变换结果为高4位部分（MSB），因此，由两级阵列实现8位变换。图8.3.36 是它的工作示意图。

图8.3.35 双阵列结构闪电型模数变换

图8.3.36 双阵列电平示意图

以上结果说明，双阵列结构可以大大减少比较器的数量，例如对8位闪电型模数变换器，使用单阵列结构时需要256个比较器，而采用双阵列结构后，比较器减少为32个。

·47·

8.3.6 模数变换器的主要技术性能及其测量

前面已经介绍了模数变换器的各个技术指标及其物理意义。下面参照国际电工委员会有关文件规定进一步讨论模数变换器的主要技术指标及其测量方法。

一、模数变换器的道宽、零点和积分非线性

幅度响应是模数变换器的一个基本特性。从模数变换器的幅度响应可以求得变换系数（道宽）、零点和积分非线性。

测定模数变换器的幅度响应的关键在于精确地确定幅度Ai及其相应的道址mi。但是由于模数变换器所变换的信号是在某个道宽大小内的脉冲幅度，所以显然存在一个道宽大小的误差，如图8.3.37所示。从图可见，相差一个道宽H内的不同幅度的信号都变换成数字mi。

通常有两种测量幅度响应的方法： （1）道边界法

以道址mi为自变量测定对应的信号幅度Ai。一般以各道的下边界作为该道道址mi所对应的Ai，测量数据就是模数变换特性mf(A)的结果。

实际的道边界存在噪声、电源电压抖动等随机干扰，所以道边界是涨落的。如果把信号幅度正好调到处在第mi道的下边界的平均值位置上，则此信号进入第(mi1)道和第mi道的概率相等。当输入等幅度脉冲序列时，可以看到模数变换器输出的地址码约平地为(mi1)，另一半为mi。设法在显示设备上显示道址，则可看到显示(mi1)和mi的机会

相等，它们最后一位道址数据将以同样亮度出现。在用多道分析器进行幅度分析测量时，(mi1)和mi两道的计数以同样的速度被记录，在显示设备上的两道光点也以同样的速度

上升。

道边界法要求输入脉冲发生器具有低噪声和极稳定的性能，其幅度晃动应比所测道宽小一个数量级。另外，为了不影响测量精度，脉冲发生器的频率应低于模数变换器最高输入频率的百分之一。脉冲发生器的时间参量也要符合模数变换器的要求。这种方法的测试方框图如图8.3.38所示。

图8.3.37 模数变换器输入幅度和数字的关系

图8.3.38 简单的模数变换器幅度响应测量方法

上述测量方法也可用来测定模数变换器的最小可测脉冲幅度和最大可测脉冲幅度。要注意，前者所测的是道的下边界，而后者所测的是模数变换器的上边界。

（2）峰位法

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以信号幅度Ai为自变量测定对应的道址mi。这是国际电工委员会（IEC）推荐的一种测试方法。其原理是：在脉冲发生器输出脉冲上叠加上一定幅度的白噪声，使得幅度上仍一个分布。这样的脉冲送到模数变换器中就会进入模数变换器的若干道中，从而使输出数字同样具有一个分布，分布的峰位置就是要测量的道址mi。当输入幅度稍有变化时，峰位就会产生变化，就能较精确地确定幅度和道址之间的关系。图8.3.39就是峰位法测量装置图。

精密脉冲 发生器 白噪声 发生器 线性 混合部 模数 变换器 数字 打印机 图8.3.39 模数变换器的道宽、零点和 积分非线性的峰位测量法 在图8.3.39中，精密脉冲幅度发生器的频率同样不要超过模数变换器最高输入频率的

百分之一，时间参数也要符合模数变换器的要求。白噪声发生器的频带为几周到几兆周，输出电城市从几毫伏到几伏范围可调。噪声统计参数的稳定性误差应不明显影响峰的形状。线性混合器的频带宽度同样要求能覆盖几周到几兆周，而且其传输系数的非线性和稳定性误差对被测参数的误差没有影响。

测量时应该得到对称的峰形。峤的宽度应该使得0.1Nmax之间有十道左右Nmax为峰内的最高的道计数）。脉冲幅度AP对应道数为mP。测得的峰如图8.3.40中的（a）所示。

图8.3.40 峰位计算方法

（a）mb和mh的确定；（b）mb+1和mh－1道的计数；（c）峰位mp的确定

在0.1Amax附近的低端部分(Apo,mpo)及0.9Amax附近的高端部分(Apo,mpo)作两次测量。

为了得到道宽、零点和积分非线性，对以上所测数据要作不同的处理。 1）道宽H

道宽是幅度响应的斜率。道宽H由连接两个测量点(Apo,mpo)和(Ape,mpe)的直线的斜率确定。计算公式为：

·49·

HApeApompempo （8.3.20）

为了确定峰的确切位置，用线性内插法先确定峰的左边和右边计数刚好低于0.1Nmax处所对应的道数mb和mh，见图8.3.40（a）。

从mb1道起至mh1道为止（见图8.3.40（b）），每道计数Ni为：

ax NiNi0.1Nm在mh和mb之间，每道计数都用所有比它低的各道计数和代替。则mi道计数Ni*为：

Ni*zb1**最大求和数N*maxNh1对应于mh1道。峰位mp对应于纵坐标为0.5Nmax那点的横

iNz

（b坐标再加0.5道，如图8.3.40（c）所示。所以mp为：

mpmk0.5**NM/2Nk**Nk1Nk （8.3.21）

******上式中NM/20.5Nmax。mk和mk1分别为NkNM/2与NkNM/2处的道数，mk与mk1之差为1。

用上述方法还可测得道宽的稳定性误差，包括长时间工作稳定性、温度稳定性等。道宽的长时间稳定性由下式给出：

1Hin1nj1nj1nHjmax100% （8.3.22）

Hj其中，Hi为模数变换器连续工作时各个道工Hj和平均值的差值的绝对值为最大时所测得的道宽值，n为测量次数(n10)。

温度变化引起道工不稳定由下式表示：

HiHmaxt100% （8.3.23）

式中，t为温度变化，Hi是在最大温度下所测的道宽值，H为温度未变时的道宽值。

道宽不稳定将会引起能谱形状的变化。一般说，影响峰位主要在高道址上，例如，一个8192道模数变换器中，道宽H为1mV，变化为0.01%。则100道处峰位变化为0.01道，而8000道处峰位变化为0.8道，高道址处的影响比低道址处要大得多。

2）零点a0

零点是幅度响应的截距。由所测数据(Apo,mpo)和(Ape,mpe)可以得到零点a0：

·50 ·

a0ApompeApempompempo （8.3.24）

零点a0的定义如图8.3.41中所示。

零点的稳定性误差由下式决定：

1ainj1najmax （8.3.25）

上式中，当模数变换器连续工作时，各零点值和平均值的差值的绝对值为最大时所测的零点值为ai。

零点的温度误差由下式决定：

aiatmax （8.3.26）

上式中ai是差值绝对值在最大温度下所测的零点值，t为温度变化值。

零点的不稳定性会引起能谱峰位的移动。它对低道址的峰位影响相对地较大，例如，若a变化为0.2mV，H为1mV，则对低道址100道处峰位移动为0.2道，但对高道址8000道处峰位移动仍然为0.2道。

3）积分非线性

积分非线性的测量结果如图8.3.42中所示。

图8.3.41 模数变换器的零点

图8.3.42 模数变换器的积分非线性

一般要求所测数据有10点—20点，其中必须包括(Ape,mpo)和(Ape,mpe)两点在内。 按（8.3.21）式算出每个峰位。由图8.3.42则可算出测量值和理想幅度响应之间的偏差Api：

ApeApoApompeApempoApiApimpi

mmmmpopepope式中，方括弧内为理想幅度响应值，即(Hmpia0)，其中H由（8.3.20）式决定，a0由（8.3.24）式决定。由上式则可计算积分非线性INL为：

|Api|maxINL100%

Amax其中|Api|max为绝对值的最大差值。

积分非线性的温度变化由下式计算：

（8.3.27）

·51·

|INLiINL|max%/C

t （8.3.28）

上式中INLi为最大温度下偏差的绝对值。

计算积分非线性的更精确方法可以用最小二乘法得到最佳拟合直线。这时，设幅度-数字变换特性为m(A)，实际测量的曲线为mL(A)，如图8.3.43（a）所示。

由最小二乘法，可得最佳拟合直线：

mPAm

Ama0 P

图8.3.43 模数变换器积分非线性计算 （a）最小二乘法拟合；（b）近似方法

设实测N个点，则可得：

PNmiAiAimiNAi2(Ai)21(miPAi)Nm011(Aimi)PNPm0

a0由此可得到积分非线性为：

|mi(PAim0)|max100%

Dmax或由下式给出：

Ai(mia0)PmaxAmax （8.3.29）

100% （8.3.30）

为了简便，实际工作中往往用近似方法计算，如图8.3.43（b）所示。在实测曲线中，在0.1Lmax与0.9Lmax处取两点(AL,mL)和(Ah,mh)，连接此两点作拟合直线，直线的零点和斜率为：

·52 ·

PmhmLAhALAhmLAhmh

AhALm0mLPAa0m0ALmhAhmLPmhmL同样可由（8.3.29）式或（8.3.30）式求得积分非线性。当然这种近似方法算得的积分非线性要比最小二乘法计算的大一点，但却简便多了。

二、模数变换器的微分非线性

模数变换器的微分非线性指各道道宽偏离平均值的程度。图8.3.44是其示意图。 各道道宽是一个统计分布，H是其平均道宽。

为了测定各道道宽是否一致，利用脉冲幅度概率密度为常数的信号来进行测量，即所谓“白谱”信号。这种信号经过幅度数字变换后，在各道的计数就反映出道宽的均匀性。理想情况下，各道道宽一致，则各道的计数相同，为一条水平直线。实际上得到的各道计数不相等，反映出各道道宽不一致，由此可算出微分非线性的大小。

通常用周期性滑移脉冲发生器产生幅度线性变化的脉冲序列作为“白谱”信号。图8.3.45中的（a）和（b）是滑移脉冲发生器所产生的两种典型波形。

图8.3.44 模数变换器的各道道宽分布

图8.3.45 滑移脉冲发生器的波形

在图8.3.45（c）中给出用两周期性滑移脉冲发生器测量模数变换器微分非线性的装置图，显然，要求滑移脉冲发生器本身的幅度分布不均匀性和不稳定性对模数变换器微分非线性的影响应该可以忽略。

该滑移脉冲发生器输出脉冲的周期为T，脉冲重复频率为f，斜波是最大值为Vm，则单位幅度间隔内的脉冲数dN/dV，对图8.3.45中的（a）和（b）脉冲序列分别为： fTfTdNdN或 （8.3.31） dVVMdV2VM式中T、f、VM皆为常数，所以dN/dV为常数。滑移脉冲序列输到模数变换器时，进入第i道脉冲数由第i道道宽hi决定。设平均道宽为H，微分非线性DNL定义为：

·53·

DNLhiHHmax100% （8.3.32）

设滑移脉冲序列每通过一次第i道，进入该道脉冲数为Ni，则滑移脉冲多次经历各道，使各道计数增加，各道计数Ni和各道道宽hi成正比。则：

NidNhi dV由此可以用各道计数的相对偏差来确定各道道宽的相对偏差，则：

DNL1其中NmNiNNmax100% （8.3.33）

i1mNi为道计数的平均值，m为所测的道数。

模数变换器微分非线性的测量结果如图8.3.46所示。 温度变化引起微分非线性的变化，它由下式决定：

DNLtDNLmaxt%C

（8.3.34）

式中，DNLt为所规定温度范围内的最大值。

在以上测量中，应使每道计数具有良好的统计精度，即Ni要足够大。例如若要统计误差小于1%，则Ni要大于104；统计误差小于0.1%，则Ni要大于106。但是滑移脉冲发生器的重复频率有限（例如为10 kHz），因此，对于高道数的模数变换器，测量微分非线性需要很长的时间，通常不作全量程测量，而只是在部分道址范围抽样测量。

在实际测量中，模数变换器接受的却是随机性脉冲，为了直接了解道宽偏差对于随机性脉冲测量的影响，可用随机性滑移脉冲进行测定。随机滑移脉冲发生器的脉冲序列不是周期性的，而是随机的（基本上是泊松分布），所以各道计数平均值为N时，标准偏差为N。大于此标准偏差的就是道宽不均匀及涨落的影响。

用随机滑移脉冲来测量微分非线性比用周期滑移脉冲接近实际情况，但仍与实测核辐射能谱的情况不同。为了更直接表明模数变换器微分非线性对实测能谱的影响，还可以用直接测量一段较平直部分的能谱。给出各道计数是否偏离相对标准偏差1/N、估计道宽微分非线性（及其涨落）的影响。图8.3.47中的（a）和（b）给出这种直接测能谱估计微分非线性影响的实例。

图8.3.47（a）是所测的平直能谱部分，平均计数N为2.7×105，则相对标准误差应为0.19%。图8.3.47（b）给出实测计数偏差N，约为3400（约3N），则N为567，实测相对标准误差N/N为0.21%，它与0.19%相差不大。由此可以估算微分非线性在103量

－

级，对能谱测量影响不大。

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图8.3.46 模数变换器微分非线性测量结果 a）理想的微分非线性；（b）实际的微分非线性

8.3.47 直接从能谱中估计微分非线性影响 （a）所测的平直能谱；（b）所测的偏差

·55·（图